JPH08317002A

JPH08317002A - 直交変調方式による通信装置

Info

Publication number: JPH08317002A
Application number: JP12178095A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Yoshioka; 厚吉岡; Hiroaki Matsushita; 博明松下; Isao Akitake; 勇夫秋武
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-05-19
Filing date: 1995-05-19
Publication date: 1996-11-29

Abstract

(57)【要約】【目的】直交変調のための２つの搬送波の９０度位相
差を高精度に設定して変調精度を高め、かつ、異なるシ
ステムで共用できるようにする。【構成】直交変調回路２と同じデバイス上に搬送周波
数の２倍の周波数のローカル発振器２Ｆを設け、このロ
ーカル発振器２Ｆと位相比較回路２４とでＰＬＬを形成
してクリスタル発振器２５の出力クロックに同期した信
号を生成する。この信号は９０度シフタ２Ｃで２分周さ
れて互いに９０度位相差の２つの搬送波が形成され、夫
々ミクサ回路２Ａ，２Ｂで入力端子１Ａ，１Ｂからの
Ｉ，Ｑ信号と乗算され、加算器２Ｄで加算されて直交変
調信号が得られる。この直交変調信号は、ミクサ回路２
Ｅでローカル発振器２Ｇからの搬送波と乗算され、送信
周波数の信号となって送信される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル変調信号を
用いて送受信する、例えば、携帯電話などの通信装置に
係り、特に、ＱＰＳＫ変調などの直交変調方式を用いて
送信または送受信する直交変調方式による通信装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】携帯電話の分野では、通話音質や秘匿
性，周波数の有効利用などの観点からディジタル変調信
号を用いて送受信する方式が開発され、既に実用化され
ている。また、かかる技術を用いて、コードレス電話も
今後ディジタル化が促進される。日本国内では、前者は
ＰＤＣ(Personal Digital Cellular)を用い、後者はＰ
ＨＳ（Personal Handyphone System ）を用いる。

【０００３】例えば、前者の場合、その規格書である
（財）電波システム開発センター編「デジタル方式自動
車電話システム標準規格ＲＣＲＳＴＤ−２７Ｂ」平成
４年１２月ｐｐ．１５−２９に記載のように、送信信号
はπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号である。これは、上記
規格書の図３．３−１に記されているように、２ビット
毎のデータを変調シンボルとし、差動符号化して得られ
る一組のＩ，Ｑ信号を直交変調して生成されるものであ
る。

【０００４】図１０はかかる従来の送受信回路の一例を
示すブロック図であって、１Ａ，１Ｂは入力端子、３は
帯域制限要フィルタ、４はハイパワー増幅器（ＨＰ
Ａ）、５はアンテナ共用器、６はアンテナ、７は低雑音
増幅器（ＬＮＡ）、８は帯域制限用フィルタ、９はミク
サ回路、１０は帯域制限用フィルタ、１１はミクサ回
路、１２は帯域制限用フィルタ、１３は出力端子、１
４，１５はローカルＶＣＯ（電圧制御発振器）、２０は
直交変調回路、２０Ａ，２０Ｂはミクサ回路、２０Ｃは
９０度シフタ、２０Ｄは加算器、２０Ｅはミクサ回路で
ある。

【０００５】同図において、入力端子１Ａ，１Ｂから直
交変調回路２０に差動符号化されたＩ，Ｑ信号が供給さ
れ、また、ローカルＶＣＯ１４，１５からの搬送波によ
って送信周波数の直交変調信号が得られる。この直交変
調信号は帯域制限用フィルタ３によって帯域制限されて
不要成分（イメージ成分）が除去され、ハイパワー増幅
器４で送信に必要な電力となるまで増幅された後、アン
テナ共用器５を介してアンテナ６に供給され、送信され
る。

【０００６】また、アンテナ６で受信された微弱な送信
周波数の直交変調信号はアンテナ共用器５を介して低雑
音増幅器７に供給され、後段の信号処理に必要なレベル
まで増幅される。この増幅された受信直交変調信号は、
帯域制限用フィルタ８で帯域外の不要成分が除去された
後、ミクサ回路９に供給され、ローカルＶＣＯ１４から
の搬送波と乗算されて第１の中間周波数の直交変調信号
に変換され、帯域制限用フィルタ１０で帯域外の不要成
分が除去される。この帯域制限用フィルタ１０から出力
される第１の中間周波数の直交変調信号はミクサ回路１
１に供給され、ローカルＶＣＯ１５からの搬送波と乗算
されて第２の中間周波数の直交変調信号に変換される。
この第２の中間周波数の直交変調信号は、帯域制限用フ
ィルタ１２で帯域外の不要成分が除去された後、出力端
子１３から図示しない復調器に供給され、差動符号化さ
れたＩ，Ｑ信号に復調される。

【０００７】ここで、二重線で囲った部分、即ち、ハイ
パワー増幅器４，低雑音増幅器７，ミクサ回路９，１
１，ローカルＶＣＯ１４，１５及び直交変調回路２０
は、１つの独立した能動デバイス（ＩＣ，モジュール，
単体のＦＥＴなど）である。

【０００８】ここで、直交変調回路２０においては、ロ
ーカルＶＣＯ１５からの搬送波が９０度シフタに供給さ
れ、互いに９０度位相が異なる（即ち、直交する）第１
の中間周波数に等しい周波数の２つの搬送波が形成され
る。これら搬送波の一方はミクサ回路２０Ａで入力端子
１ＡからのＩ信号と乗算されて第１の中間周波数の変調
Ｉ信号が得られ、他方はミクサ回路２０Ｂで入力端子１
ＢからのＱ信号と乗算されて第１の中間周波数の変調Ｑ
信号が得られる。これら変調Ｉ，Ｑ信号は加算回路２０
Ｄで加算されて第１の中間周波数の直交変調信号が得ら
れる。この直交変調信号はミクサ回路２０Ｅに供給さ
れ、ローカルＶＣＯからの搬送波と乗算されて送信周波
数にアップコンバートされた直交変調信号となる。帯域
制限用フィルタ３は、この送信周波数の直交変調信号に
混入しているミクサ回路２０Ｅで発生した上記不要成分
を除去する。

【０００９】ところで、直交変調回路２０に使用されて
いる９０度シフタ２０Ｃとしては、従来、次の２通りの
ものが考えられる。

【００１０】その１つは、ギルバート回路を用いてロー
カルＶＣＯ１５からの搬送波を２逓倍し（これは、基本
的には、ミクサ回路であり、その２つの入力信号をロー
カルＶＣＯ１５からの同じ搬送波とすればよい）、この
２逓倍された搬送波の立上りエッジ毎にトリガされるフ
リップフロップとこの２逓倍された搬送波の立下りエッ
ジ毎にトリガされるフリップフロップとを用いて２分周
された搬送波を得るものであり、夫々の搬送波は互いに
９０度の位相差がある。

【００１１】他の１つは、互いに時定数が等しいＲＣ形
のローパスフィルタとＣＲ形のハイパスフィルタとを使
用し、これらにローカルＶＣＯ１５からの搬送波を供給
するものであり、これらフィルタからは、互いに９０度
の位相が異なる搬送波が得られる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記の従来
例の構成では、特に、直交変調回路２０として上記の方
法をとる場合には、次のような問題があった。

【００１３】まず、互いに９０度の位相差の２つの搬送
波を発生させるために、ローカルＶＣＯ１５からの搬送
波を一旦２逓倍し、これを２分周するする方法では、２
逓倍された搬送波において、二次高調波の発生を抑えて
そのデューティを良好に保つようにしなければ、上記２
つの搬送間での９０度位相差の精度が確保できず、変調
精度を低下させる。

【００１４】ところで、上記の２逓倍手段としては、通
常、上記のようにギルバート回路が使用されているが、
２つの同じ入力信号を乗算する場合、基本波と三次高調
波との乗算によって偶数次高調波が発生しやすいという
問題がある。これを低減するためには、ギルバート回路
への入力搬送波のレベルを絞ればよいが、その場合、回
路素子の特性バラツキに起因して、出力される２逓倍信
号に入力搬送波がリークすることが問題となり、２逓倍
信号の立上り，立下りエッジがその影響を受けてやはり
得られる２逓倍信号のデューティの精度が低下する。

【００１５】かかる問題を解消するためには、さらにバ
ンドパスフィルタを設け、得られる２逓倍信号の中のか
かる不要波成分を除去するようにすることが必要があ
る。勿論、このＢＰＦの時定数は、システムが変わって
ＩＦ周波数（直交変調回路の構成によっては、送信周波
数）が変われば、それに合わせるように変更しなければ
ならない。

【００１６】また、時定数が等しいローパスフィルタと
ハイパスフィルタとを用いてローカルＶＣＯ１５からの
搬送波を位相シフトして得る上記の方法では、やはり、
適用するシステムのＩＦ周波数（または送信周波数）に
応じてその時定数を変更しなければならず、異なるシス
テム間での回路部品の共用化ができないという問題があ
る。

【００１７】本発明の目的は、かかる問題を解消し、２
つの搬送波の９０度位相差を高精度に確保できて良好な
変調精度を得られ、かつ、異なるシステム間での回路部
品の共用化を可能とした直交変調方式による通信装置を
提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、直交変調信号の送信信号を生成する直交
変調回路において、該直交変調信号のＩＦ（中間）周波
数の２倍の周波数の第１の搬送波を発生するローカル発
振部と、該第１の搬送波を２分周し互いに９０度の位相
差の第２，第３の搬送波を生成する９０度シフタと、該
第２の搬送波と第１の差動符号化信号とを乗算する第１
のミクサ回路と、該第３の搬送波と第２の差動符号化信
号とを乗算する第２のミクサ回路と、該第１，第２のミ
クサ回路の出力信号を加算し該中間周波数の直交変調信
号を形成する加算器とを設ける。

【００１９】また、本発明は、さらに、該中間周波数の
直交変調信号を送信周波数にアップコンバートする第３
のミクサ回路を直交変調回路に設ける。

【００２０】また、本発明は、ローカル発振部が発生す
る第１の搬送波をＩＦ周波数の４倍の周波数の信号と
し、９０度位相シフタがこの第１の搬送波を４分周して
上記第２，第３の搬送波を生成するようにする。

【００２１】さらに、本発明は、２系統の受信回路を備
えてダイバシティ受信を行なうようにし、これら受信回
路における受信信号を第２中間周波数の信号に変換する
ための周波数変換用搬送波として、上記９０度シフタか
らの第２，第３の搬送波を用いる。

【００２２】

【作用】ＩＦ周波数の２倍の周波数の搬送波を発振する
ローカル発振部を用いて、これを９０度シフタで分周し
て互いに９０度の位相差がある直交変調用の第２，第３
の搬送波を生成するものであるから、ギルバート回路な
どの２逓倍回路を不要とし、従って、これら第２，第３
の搬送波の９０度位相差の精度が向上し、変調精度が良
好になる。また、ＩＦ周波数の２倍の周波数の搬送波の
不要波成分をＢＰＦなどで除去する必要がないので、部
品数は低減し、また、システムが変わっても、何ら変更
する必要がない。また、ＲＣタイプのＬＰＦとＣＲタイ
プのＨＰＦを用いて９０度位相シフタを構成した場合に
比べ、やはり適用するシステムが変わっても、そのまま
使用でき、定数変更などの手間は不要である。

【００２３】また、ＩＦ周波数の４倍の周波数の第１の
搬送波を用いる場合では、９０度シフタは、その立上り
エッジと立下りエッジとのいずれか一方のみでトリガし
て４分周し、互いに９０度の位相差の中間周波数の第
２，第３の搬送波を生成するため、その位相差の精度を
さらに向上する。

【００２４】さらに、２系統の受信回路を備えてダイバ
シティ受信を行なう場合、９０度シフタからの上記第
２，第３の搬送波を、これら受信回路における受信信号
を第２中間周波数の信号に変換するための周波数変換用
搬送波とするため、９０度シフタの２つの搬送波の負荷
が完全に同じとなり、一層９０度位相差の精度が向上し
て変調精度がさらに良好になる。

【００２５】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００２６】図１は本発明による直交変調方式による通
信装置の第１の実施例を示すブロック図であって、２は
直交変調回路、２Ａ，２Ｂはミクサ回路、２Ｃは９０度
シフタ、２Ｄは加算器、２Ｅはミクサ回路、２Ｆ，２Ｇ
はローカル発振器、２３は位相比較回路、２３ＡはＭ₁
分周器、２３ＢはＮ₁分周器、２３Ｃは位相比較器、２
３Ｄはループフィルタ、２４は位相比較回路、２４Ａは
Ｍ₂分周器、２４ＢはＮ₂分周器、２４Ｃは位相比較器、
２４Ｄはループフィルタ、２５はクリスタル発振器であ
り、図１０に対応する部分に同一符号を付けて重複する
説明を省略する。

【００２７】同図において、この第１の実施例が図１０
に示した従来例と異なる点は、図１０でのローカルＶＣ
Ｏ１４，１５及び直交変調回路２０の代わりに、１つの
クリスタル発振器２５と位相比較回路２３，２４、直交
変調回路２を用い、２つの発振器２Ｆ，２Ｇを直交変調
回路２という同じデバイス上に設けた点である。

【００２８】なお、直交変調回路２でのローカル発振器
２Ｆと位相比較回路２４と、即ち、その位相比較器２４
Ｃ，ループフィルタ２４Ｄ及びＮ₂分周器２４ＢとはＰ
ＬＬ（位相ロックループ）回路を構成しており、また、
直交変調回路２でのローカル発振器２Ｇと位相比較回路
２３と、即ち、その位相比較器２３Ｃ，ループフィルタ
２３Ｄ及びＮ₁分周器２３ＢとはＰＬＬ（位相ロックル
ープ）回路を構成しているが、かかる２つのＰＬＬ回路
全てを同じデバイス上に設けるようにしてもよく、この
場合には、２つの位相比較回路２３，２４も直交変調回
路２と一体化される。

【００２９】また、直交変調回路２とは別に、２つの位
相比較回路２３，２４どおしを一体化してもよい。

【００３０】要するに、本発明では、２つのローカル発
振器２Ｆ，２Ｇのうちのローカル発振器２Ｆのみが直交
変調回路２と同じデバイス上にあればよく、本発明の目
的は達成できる。また、ローカル発振器２Ｆは、例え
ば、トランジスタのベース，エミッタ間の帰還で発振さ
せる構成の場合には、そのトランジスタ単体だけが直交
変調回路２と同じデバイス上にあるだけでもよい。

【００３１】次に、この第１の実施例の動作を説明す
る。

【００３２】ローカル発振器２Ｆは位相比較回路２４
と、また、ローカル発振器２Ｇは位相比較回路２３と夫
々ＰＬＬ回路を構成しており、夫々クリスタル発振器２
５で発生された基準周波数のクロックに位相同期した搬
送波を発振出力する。ここで、ローカル発振器２Ｆの発
振周波数は第１のＩＦ（中間）周波数の２倍の周波数に
設定されており、これがこの実施例の１つの特徴をなし
ており、このローカル発振器２Ｆの出力搬送波を９０度
シフタ２Ｃが２分周することにより、互いに位相が９０
度異なる第１のＩＦ周波数の搬送波が得られる。これら
搬送波がミクサ回路２Ａ，２Ｂに供給されてＩ，Ｑ信号
で変調される。９０度シフタ２Ｃから出力される第１の
ＩＦ周波数の搬送波は、受信側でのミクサ回路１１にも
搬送波として供給される。

【００３３】また、ローカル発振器２Ｆの出力搬送波は
Ｎ₂分周器２４ＢでＮ₂分周されて、Ｍ₂分周器２４Ａで
Ｍ₂分周されたクリスタル発振器２５の基準周波数のク
ロックと位相比較器２４で位相比較され、その位相差に
応じた誤差信号が、ループフィルタ２４Ｄを介し、発振
制御信号としてローカル発振器２Ｆに供給される。

【００３４】なお、分周器２４Ｂには、図示するように
ローカル発振器２Ｆの出力搬送波を与える代わりに、そ
の２分周信号（例えば、９０度位相シフタ２Ｃの出力信
号）を与えるようにしてもよい。

【００３５】ここで、上記のように、ローカル発振器２
Ｆの発振周波数を第１のＩＦ周波数の２倍に選んだ点
も、この実施例の特徴をなすものである。先に図９で示
した従来例では、直交変調回路２０とローカルＶＣＯ１
５とが別々のデバイスで構成され、ローカルＶＣＯ１５
から発生される搬送波は、直交変調回路２０の９０シフ
タ２０Ｃばかりでなく、受信側のミクサ回路１１の搬送
波ともなるので、このローカルＶＣＯ１５の発振周波数
を第１のＩＦ周波数の２倍に設定することができない。
もし、２倍に選ぶようにすると、外付けのカウントダウ
ン回路が必要となるからである。

【００３６】これに対し、この第１の実施例では、図１
に示すように、ローカル発振器２Ｆが直交変調回路２と
同じデバイスにあるため、その発振周波数を２倍に選ん
でも何ら問題はない。

【００３７】このように、ローカル発振器２Ｆからの出
力信号の周波数を第１のＩＦ周波数の２倍とすることに
より、９０度シフタ２Ｃとしては、この出力信号を２分
周するように動作すればよい。従って、９０度シフタ２
Ｃとして、先の従来例のような等しい時定数のローパス
フィルタとハイパスフィルタとを用いた構成とする必要
がなくて、搬送周波数が異なるシステムにもそのまま使
えるようになるし、また、入力信号を２逓倍する必要が
ないため、先の従来例のようなギルバート回路を用いる
必要がなく、このため、上記のように、偶数次高調波と
搬送波のリークによって２つの搬送波の９０度位相差に
誤差が発生したり、不要波除去用フイルタを要したりす
るといった問題がなくなる。

【００３８】また、９０度位相シフタ２Ｃは、ローカル
発振器２Ｆの出力信号の立上りエッジ毎にトリガされる
フリップフロップと立下りエッジ毎にトリガされるフリ
ップフロップとで構成できるので、受信側のミクサ回路
１１に必要な搬送波もこの９０度シフタ２Ｃで得ること
ができ、図９でローカルＶＣＯ１５の出力の周波数を第
１のＩＦ周波数の２倍としたときに必要なカウントダウ
ン回路を要すこともないという長所もある。

【００３９】さらに、ローカル発振器２Ｇから出力され
る搬送波は、Ｎ₁分周器２３ＢでＮ₁分周され、Ｍ₁分周
器２３ＡでＭ₁分周されるクリスタル発振器２５からの
クロックと位相比較器２３Ｃで位相比較される。その位
相誤差信号はループフィルタ２３Ｄで処理され、このル
ープフィルタ２３Ｄの出力によってローカル発振器２Ｇ
の発振周波数が制御される。このローカル発振器２Ｇの
出力信号がミクサ回路２Ｅに供給され、また、受信側の
ミクサ回路９に搬送波として供給される。

【００４０】ここで、各搬送波とクロックの周波数関係
について説明する。

【００４１】例えば、ＰＨＳのように、搬送周波数が送
信時と受信時とで同じ（1895.150〜1917.950ＭＨｚ，キ
ャリア間隔300ｋＨｚ）システムでは、ローカル発振器
２Ｇ，２Ｆのいずれかの発振周波数は、送信時と受信時
とで若干シフトする（受信側の第２のＩＦ周波数で例え
ば、10.8ＭＨｚ）。

【００４２】一般には、発振周波数の高いローカル発振
器２Ｇの方が、これに対するシフト量の割合が小さく済
むため、このローカル発振器２Ｇの発振周波数をシフト
させる方がよい。例えば、19.2ＭＨｚで発振するクリス
タル発振器２５に対してローカル発振器２Ｆ，２Ｇを位
相ロックさせる例では、次のようになる。

【００４３】即ち、ローカル発振器２Ｆを458.5ＭＨｚ
で発振させ（直交変調回路２から出力される直交変調信
号の搬送周波数は229.25ＭＨｚ）、これをＮ₂分周器２
４Ｂで4585分周した周波数100ｋＨｚの信号と、クリス
タル発振器２５の出力クロックをＭ₂分周器２４Ａで192
分周した100ｋＨｚの信号とを位相比較器２４Ｃで位相
比較し、その位相誤差信号をループフィルタ２４Ｄで処
理し、その出力信号でローカル発振器２Ｆの発振周波数
を制御する。送信時と受信時の切換えやチャネル切換え
はここでは行なわないので、この発振周波数は一定であ
る。

【００４４】一方、ローカル発振器２Ｇの発振周波数
は、送信時と受信時とで10.8ＭＨｚ異ならせる。受信側
の第１のＩＦ周波数を例えば240.05ＭＨｚとすると、ロ
ーカル発振器２Ｇの発振周波数を、送信時1665.9〜168
8.7ＭＨｚ、受信時1655.1〜1677.9ＭＨｚとし、しか
も、使用するチャネルに応じて300ｋＨｚおきにロック
しなければならない。

【００４５】そこで、位相比較回路２３では、Ｍ₁＝64
として、クリスタル発振器２５の出力クロックをＭ₁分
周器２３Ａで64分周して300ｋＨｚの信号を得、一方、
Ｎ₁を送信時1/5553〜5629，受信時に1/5517〜5593と
し、ローカル発振器２Ｇの出力搬送波を送信時5553〜56
29分周し、受信時5517〜5593分周するようにして、Ｎ₁
分周器２３Ｂで分周比を切り換えて300ｋＨｚの信号を
得、これら２つの300ｋＨｚの信号を位相比較器２３Ｃ
で位相比較すればよい。Ｎ₁分周器２３Ｂの分周比を１
切り替える毎、ローカル発振器２Ｇの発振周波数が300
ｋＨｚシフトし、これにより、｛（1688.7ＭＨｚ−166
5.9ＭＨｚ）÷300ｋＨｚ｝＋１＝７７個のチャネル切換
えができる。

【００４６】上記のように、受信側のミクサ回路９から
出力される第１の中間周波信号の搬送周波数（第２のＩ
Ｆ周波数）は240.05ＭＨｚであり、９０度シフタ２Ｃか
らミクサ回路１１に供給される搬送波の周波数は、上記
のように、229.25ＭＨｚであるから、このミクサ回路１
１から出力される第２の中間周波信号の搬送周波数は、
240.05-229.25=10.8ＭＨｚである。

【００４７】一方、19.2ＭＨｚのクリスタル発振器２５
の出力クロックを9/16倍すると、 19.2×9/16=10.8ＭＨｚと受信側の第２のＩＦ周波数10.8ＭＨｚと等しくなる。

【００４８】そこで、本発明による直交変調方式による
通信装置の第２の実施例を示す図２のように、帯域制限
用フィルタ１２から出力される第２の中間周波信号を復
調器２６で復調する場合、クリスタル発振器２５の出力
クロックを変換比がＫ₂／Ｋ₁の周波数変換器（Ｋ₂＝１
のときには、Ｋ₁分周器となる）２７で9/16倍に周波数
変換することにより、この周波数変換器２６の出力を復
調回路２６で復調用クロックとして用いることができ、
復調回路２６独自のクリスタル発振器が必要でなくな
る。これによって復調されたＩ，Ｑ信号は出力端子２８
から出力される。

【００４９】このようにして、基準となる発振器として
１つのクリスタル発振器２５を用いるだけで、全てのク
ロックと搬送波とを発生させることができ、装置の部品
点数を大幅に低減できる。

【００５０】図３は本発明による直交変調方式による通
信装置の第３の実施例を示すブロック図であって、２Ｈ
は２分周回路であり、図１に対応する部分には同一符号
を付けて重複する説明を省略する。

【００５１】この実施例は、図３に示すように、受信側
のミクサ回路１１の搬送波を、直交変調回路２における
ローカル発振器２Ｆの出力信号を２分周器２Ｈで２分周
して得るようにしたものである。この２分周器２Ｈは直
交変調回路２と同じデバイスに設けられる。位相比較回
路２４のＮ２分周器２４Ｂには、図１，図２の場合と同
様、ローカル発振器２Ｆの出力信号が供給される。

【００５２】この実施例も、図１で示した第１の実施例
と同様の効果が得られる。

【００５３】図４は、本発明による直交変調方式による
通信装置の第４の実施例を示すブロック図であって、２
４Ｅは２分周回路であり、図１に対応する部分には同一
符号を付けて重複する説明を省略する。

【００５４】この実施例は、図４に示すように、位相比
較回路２４に２分周回路２４Ｅを設け、ローカル発振器
２Ｆの出力信号をこの２分周器２４Ｅで２分周してＮ２
分周器に供給するようにし、この２分周器の出力信号を
受信側のミクサ回路１１の搬送波とするものである。こ
の分周回路２４Ｈは位相比較回路２４と同じデバイスに
設けられる。

【００５５】ここで、位相比較器２４Ｃの２つの入力の
周波数を先の図１，図２に示した実施例と等しくするた
めには、分周器２４Ｂの分周比Ｎ₂’を図１，図２にお
けるＮ₂分周器２４Ｂの分周比Ｎ₂の１／２に等しくすれ
ばよいが、この分周比Ｎ₂が奇数であるときには、図４
での分周器２４Ｂの分周比Ｎ₂’をこの分周比Ｎ₂に等し
くして、分周器２４Ａの分周比Ｍ₂’を図１，図２での
Ｍ₂分周器２４Ａの分周比Ｍ₂の２倍に等しくし、位相比
較器２４Ｃへの入力信号の周波数を図１，図２の場合の
１／２とすればよい。

【００５６】この実施例も、図１で示した第１の実施例
と同様の効果が得られる。

【００５７】図５は本発明による直交変調方式による通
信装置の第５の実施例を示すブロック図であって、２Ｉ
はローカル発振器、２Ｊは２分周器であり、図１に対応
する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略す
る。

【００５８】同図において、ローカル発振器２Ｉが第１
のＩＦ周波数の４倍の周波数で発振し、その出力信号は
２分周器２Ｊで２分周されて第１のＩＦ周波数の２倍の
周波数の信号となり、９０度位相シフタ２Ｃと位相比較
回路２４のＮ２分周器２４Ｂとに供給される。これ以外
の構成は、図１に示した実施例と同様である。

【００５９】２分周器２Ｊでは、ローカル発振器２Ｉの
出力信号の立上りエッジまたは立下りエッジでトリガさ
れ、２分周された第１のＩＦ周波数の２倍の周波数の信
号を生成する。このため、ローカル発振器２Ｉの出力信
号のデューティが良好でない場合でも、９０度シフタ２
Ｃの入力信号には偶数時高調波がなく、変調精度が一層
向上する。

【００６０】図６は本発明による直交変調方式による通
信装置の第６の実施例を示すブロック図であって、２Ｋ
はローカル発振器、２Ｌは９０度シフタであり、図５に
対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略
する。

【００６１】同図において、ローカル発振器２Ｋは第１
のＩＦ周波数の４倍の周波数の信号を出力し、これが９
０度シフタ２Ｌと位相比較回路２４のＮ₂分周器２４Ｂ
に供給される。これ以外は図１に示した実施例と同様で
ある。

【００６２】ここで、９０度位相シフタ２Ｌは４分周形
の位相シフタであり、また、Ｎ₂分周回路２４Ｂの分周
比Ｎ₂も、図１などに示した実施例でのＮ₂分周器２４Ｂ
の分周比Ｎ₂ の２倍とする。

【００６３】図７は図６における９０度シフタ２Ｌの一
具体例を示すブロック図であって、２Ｌ₁は入力端子、
２Ｌ₂，２Ｌ₃はＤ型のフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）、
２Ｌ₄，２Ｌ₅は出力端子である。

【００６４】同図において、入力端子２Ｌ₁からは、図
６でのローカル発振器２Ｋから出力される第１のＩＦ周
波数の４倍の周波数の信号がクロックＰ_iとして供給さ
れ、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂，２Ｌ₃はこのクロックＰ_iの立上り
エッジまたは立下りエッジで同時にトリガされる。ま
た、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＤ（データ）入力Ｄ１としては、
Ｄ−ＦＦ２Ｌ₃のＱ出力Ｑ２と反転関係にある出力（以
下、Ｑ反転出力Ｑ２という）が供給され、Ｄ−ＦＦ２Ｌ
₃のＤ入力Ｄ２としては、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＱ出力Ｑ１が
供給される。そして、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＱ出力Ｑ１が搬
送波Ｐ_O1として出力端子２Ｌ₄から出力され、Ｄ−ＦＦ
２Ｌ₃のＱ反転出力Ｑ２が搬送波Ｐ_O2として出力端子２
Ｌ₅から出力される。

【００６５】次に、図７の各部の信号のタイミング関係
を示す図８により、この具体例の動作を説明する。

【００６６】いま、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂，２Ｌ₃が入力クロッ
クＰ_iの立上りエッジでトリガされるものとし、入力ク
ロックの時刻ｔ₁での立上りエッジでＤ−ＦＦ２Ｌ₂のＤ
入力Ｄ１とＤ−ＦＦ２Ｌ₃のＤ入力Ｄ２とがともに
“Ｈ”（高レベル）とする。従って、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂の
Ｑ出力Ｑ１とＤ−ＦＦ２Ｌ₃のＱ反転出力Ｑ２はともに
“Ｈ”である。

【００６７】この時刻ｔ₁の入力クロックＰ_iの立上りエ
ッジでＤ−ＦＦ２Ｌ₂は“Ｈ”のＤ入力Ｄ１をサンプル
ホールドし、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₃も“Ｈ”のＤ入力Ｄ２をサ
ンプルホールドする。Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＱ出力Ｑ１は、
そのときまで“Ｈ”であるから、そのまま“Ｈ”に維持
され、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₃のＱ反転出力Ｑ２は、そのときま
で“Ｈ”であるから、“Ｌ”（低レベル）に反転する。
これにより、時刻ｔ₁からは、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＤ入力Ｄ
１は“Ｌ”、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₃のＤ入力Ｄ２は“Ｈ”であ
る。

【００６８】また、時刻ｔ₁では、出力端子２Ｌ₄から出
力される搬送波Ｐ_O1は“Ｈ”のままであり、出力端子２
Ｌ₅から出力される搬送波Ｐ_O2は“Ｈ”から“Ｌ”にレ
ベル反転する。

【００６９】入力クロックＰ_iの次の立上りエッジ（時
刻ｔ₂）では、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂で“Ｌ”のＤ入力Ｄ１がサ
ンプルホールドされて、そのＱ出力Ｑ１が“Ｈ”から
“Ｌ”にレベル反転し、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₃で“Ｈ”のＤ入
力Ｄ２がサンプルホールドされて、そのＱ反転出力Ｑ２
はそのまま“Ｌ”に保持される。これにより、時刻ｔ_２
からは、Ｄ−ＦＦ２Ｌ_２のＤ入力Ｄ１とＤ−ＦＦ２Ｌ₃
のＤ入力Ｄ２は“Ｌ”である。

【００７０】また、時刻ｔ₂では、出力端子２Ｌ₄から出
力される搬送波Ｐ_O1は“Ｈ”から“Ｌ”にレベル反転
し、出力端子２Ｌ₅から出力される搬送波Ｐ_O2は“Ｌ”
のままである。

【００７１】入力クロックＰ_iのさらに次の立上りエッ
ジ（時刻ｔ₃）では、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂で“Ｌ”のＤ入力Ｄ
１がサンプルホールドされて、そのＱ出力Ｑ１はそのま
ま“Ｌ”に保持され、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₃で“Ｌ”のＤ入力
Ｄ２がサンプルホールドされて、そのＱ反転出力Ｑ２が
“Ｌ”から“Ｈ”にレベル反転する。これにより、時刻
ｔ₃からは、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＤ入力Ｄ１は“Ｈ”、Ｄ−
ＦＦ２Ｌ₃のＤ入力Ｄ２は“Ｌ”である。

【００７２】また、時刻ｔ₃では、出力端子２Ｌ₄から出
力される搬送波Ｐ_O1は“Ｌ”のままであり、出力端子２
Ｌ₅から出力される搬送波Ｐ_O2は“Ｌ”から“Ｈ”にレ
ベル反転する。

【００７３】入力クロックＰ_iのさらに次の立上りエッ
ジ（時刻ｔ₄）では、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂で“Ｈ”のＤ入力Ｄ
１がサンプルホールドされて、そのＱ出力Ｑ１が“Ｌ”
から“Ｈ”にレベル反転し、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₃で“Ｌ”の
Ｄ入力Ｄ２がサンプルホールドされて、そのＱ反転出力
Ｑ２はそのまま“Ｈ”に保持される。これにより、時刻
ｔ₄からは、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＤ入力Ｄ１とＤ−ＦＦ２Ｌ
₃のＤ入力Ｄ２は“Ｈ”である。

【００７４】また、時刻ｔ₄では、出力端子２Ｌ₄から出
力される搬送波Ｐ_O1は“Ｌ”から“Ｈ”にレベル反転
し、出力端子２Ｌ₅から出力される搬送波Ｐ_O2は“Ｈ”
のままである。

【００７５】入力クロックＰ_iのさらに次の立上りエッ
ジ（時刻ｔ₅）では、Ｄ−ＦＦ２Ｌ₂のＤ入力Ｄ１とＤ−
ＦＦ２Ｌ₃のＤ入力Ｄ２が“Ｈ”、従って、Ｄ−ＦＦ２
Ｌ₂のＱ出力Ｑ１とＤ−ＦＦ２Ｌ₃のＱ反転出力Ｑ２が
“Ｈ”であって、時刻ｔ₁の状態と同じ状態となってお
り、以下、時刻ｔ₁〜ｔ₄の入力クロックＰ_iの４周期の
動作が繰り返し行なわれることになる。

【００７６】そこで、図８から明らかなように、出力端
子２Ｌ₄，２Ｌ₅から出力される搬送波Ｐ_O1，Ｐ_O2は入力
クロックＰ_iの１／４周期の信号（従って、第１のＩＦ
周波数の信号）であり、かつ、搬送波Ｐ_O1は搬送波Ｐ_O2
よりも入力クロックＰ_iの１周期分（即ち、９０度）遅
れていることになる。そして、入力クロックＰ_iの周波
数が安定していれば、そのデューティの精度に拘らず、
搬送波Ｐ_O1，Ｐ_O2のデューティ及びそれら間の９０度の
位相差が精度良く保たれることになる。

【００７７】なお、図５に示した第５の実施例におい
て、２分周器２Ｊの出力信号は位相比較回路２４にのみ
供給するようにし（この場合、この２分周器２Ｊは直交
変調回路２と同じデバイスに設けてもよいし、位相比較
回路２４と同じデバイスに設けるようにしてもよい）、
９０度シフタ２Ｃを図７に示す構成のものとして、ロー
カル発振器２Ｉの第１のＩＦ周波数の４倍の周波数の出
力信号を直接この９０度シフタ２Ｃに供給するようにし
てもよい。

【００７８】なお、これまで直交変調の方法として、一
度ＩＦ周波数で変調した後、ミクサ回路２Ｅで送信周波
数帯にアップコンバートするというＩＦ変調方式を用い
ている。このほか、送信周波数帯の搬送波を生成し、こ
れを用いて直交変調するという直接変調方式もある。図
５及び図６に示した実施例のように、ローカル発振器２
Ｉ，２ＫをＩＦ周波数の４倍の周波数で発振させるとな
ると、ＰＨＳでは、直接変調方式で７．６ＧＨｚと極め
て高い周波数となり、実際的でない。しかし、ＩＦ変調
方式では、９６０ＭＨｚと充分可能な値となる。即ち、
特に、図５，図６に示した実施例などでは、ＩＦ変調方
式との組合せで実施するとよい。

【００７９】以上説明した図３〜図６に示した実施例で
も、図２に示したように、復調用クロックをクリスタル
発振器２５から出力されるクロックから得るようにする
ことができる。

【００８０】図９は本発明による直交変調方式による通
信装置の第７の実施例を示すブロック図であって、１６
はアンテナ、１７は低雑音増幅器、１８，１９，２１は
帯域制限用フィルタ、２２は出力端子、２９，３０はミ
クサ回路であり、図１に対応する部分には同一符号を付
けて重複する説明を省略する。

【００８１】同図において、この実施例は、図１に示し
た第１の実施例に、アンテナ１６、低雑音増幅器１７、
帯域制限用フィルタ１８、ミクサ回路２９、帯域制限用
フィルタ１９、ミクサ回路３０及び帯域制限用フィルタ
２１からなる受信系を追加したものである。

【００８２】アンテナ１６で受信された信号は、低雑音
増幅器１７で増幅された後、帯域制限用フィルタ１８で
所要帯域外の不要成分が除去され、ミクサ回路２９に供
給されて直交変調回路２のローカル発振器２Ｇからの搬
送波と乗算され、第１のＩＦ周波数の信号に変換され
る。この第１のＩＦ周波数の信号は、帯域制限フィルタ
１９で不要成分が除去された後、ミクサ回路３０に供給
されて直交変調回路２の９０度シフタ２Ｃからの搬送波
と乗算され、第２のＩＦ周波数の信号に変換される。こ
の第２のＩＦ周波数の信号は、帯域制限フィルタ２１で
不要成分が除去された後、出力端子２２から図示しない
復調器に供給される。

【００８３】ここで、ミクサ回路９，１１，２９，３０
をまとめて１つのデバイスとしているが、これは必ずし
もこの実施例の必須条件ではなく、これらを互いに別の
デバイスとしてもよい。あるいは、これらミクサ回路
９，１１，２９，３０を直交変調回路２と同じデバイス
にまとめてもよい。

【００８４】また、上記のように受信系を２系統設けた
のは、衆知のダイバシティ受信を行なうためであって、
出力端子１３，２２の出力のうちのいずれか良好な音質
のものが常に選択される。特に、ＰＤＣなどでは、この
構成をとることが多い。

【００８５】ミクサ回路９，２９には、直交変調回路２
のローカル発振器２Ｇから出力される搬送波が供給され
る。また、ミクサ回路１１には、直交変調回路２の９０
度シフタ２Ｃから出力される第１のＩＦ周波数の一方の
搬送波が供給され、ミクサ回路３０には、これとは９０
度位相が異なる他方の搬送波が供給される。このように
することにより、９０度シフタ２Ｃの負荷が９０度位相
の異なる２つの出力の間で完全に対称となり、９０度位
相差の誤差を完全に問題がないようにすることができ
る。

【００８６】なお、図２〜図６に示した実施例において
も、この第７の実施例のように、２系統の受信系を設け
て同様の構成をなすようにすることができる。これらの
場合でも、クロック入力部から２つの出力の負荷に至る
まで、９０度シフタの２つの出力搬送波での９０度位相
差の誤差を発生する要因は全くなくなる。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
情報信号を直交変調する２つの搬送波の９０度位相差を
高精度で確保できて、良好な変調精度を得ることができ
るし、また、異なるシステム間での回路部品の共用化を
することができ、フィルタなどの部品点数を低減でき
る。さらには、必要に応じてダイバシティ受信を行なう
場合でも、２つの搬送波の９０度位相差の精度を一層高
めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による直交変調方式による通信装置の第
１の実施例を示すブロック図である。

【図２】本発明による直交変調方式による通信装置の第
２の実施例を示すブロック図である。

【図３】本発明による直交変調方式による通信装置の第
３の実施例を示すブロック図である。

【図４】本発明による直交変調方式による通信装置の第
４の実施例を示すブロック図である。

【図５】本発明による直交変調方式による通信装置の第
５の実施例を示すブロック図である。

【図６】本発明による直交変調方式による通信装置の第
６の実施例を示すブロック図である。

【図７】図６における９０度シフタの一具体例を示すブ
ロック図である。

【図８】図７に示した具体例の動作を示すタイミングチ
ャートである。

【図９】本発明による直交変調方式による通信装置の第
７の実施例を示すブロック図である。

【図１０】従来の直交変調方式による通信装置の一例を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１Ａ，１ＢＩ，Ｑ信号の入力端子２直交変調回路２Ａ，２Ｂミキサ回路２Ｃ，２Ｌ９０度シフタ２Ｄ加算器２Ｅミクサ回路２Ｆ，２Ｇ，２Ｋローカル発振器２Ｈ，２Ｊ２分周器３帯域制限用フィルタ４ハイパワー増幅器５アンテナ共用器６，１６アンテナ７，１７低雑音増幅器８，１８帯域制限用フィルタ９，１１，２９，３０ミクサ回路１０，１９帯域制限用フィルタ１２，２１帯域制限用フィルタ１３，２２出力端子２３，２４位相比較回路２３Ａ，２３Ｂ，２４Ａ，２４Ｂ分周器２３Ｃ，２４Ｃ位相比較器２３Ｄ，２４Ｄループフィルタ２４Ｅ２分周器２５クリスタル発振器２６復調回路２７周波数変換回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル変調による送信信号を送信
し、送信回路に該送信信号となる直交変調信号を生成す
るための直交変調回路を備えた通信装置において、該直交変調回路は、該直交変調信号の搬送周波数の２倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波を２分周し、周波数が該搬送周波数に等
しく互いに９０度の位相差の第２，第３の搬送波を生成
する９０度シフタと、該第２の搬送波と第１の差動符号化信号とを乗算する第
１のミクサ回路と、該第３の搬送波と第２の差動符号化信号とを乗算する第
２のミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該直交
変調信号を生成する加算器とを有することを特徴とする
直交変調方式による通信装置。
【請求項２】請求項１において、前記第１の搬送波の周波数は、前記直交変調信号の中間
周波数の２倍であり、前記加算器から出力される該中間周波数の直交変調信号
を送信周波数の前記送信信号にアップコンバートする第
３のミクサ回路を設けたことを特徴とする直交変調方式
による通信装置。
【請求項３】ディジタル変調による送信信号を送受信
し、送信回路に該送信信号となる直交変調信号を生成す
るための直交変調回路を備えた通信装置において、該直交変調回路は、該直交変調信号の中間周波数の２倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波を２分周し、周波数が該中間周波数に等
しく互いに９０度の位相差の第２，第３の搬送波を生成
する９０度シフタと、該第２の搬送波と第１の差動符号化信号とを乗算する第
１のミクサ回路と、該第３の搬送波と第２の差動符号化信号とを乗算する第
２のミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該中間
周波数の該直交変調信号を生成する加算器とを備え、該９０度シフタで生成される前記第２，第３の搬送波の
いずれか一方を、受信回路での受信信号を第２の中間周
波数の信号に変換するための周波数変換用搬送波とする
ことを特徴とする直交変調方式による通信装置。
【請求項４】ディジタル変調による送信信号を送受信
し、送信回路に該送信信号となる直交変調信号を生成す
るための直交変調回路を備えた通信装置において、該直交変調回路は、該直交変調信号の中間周波数の２倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波を２分周し、周波数が該中間周波数に等
しく互いに９０度の位相差の第２，第３の搬送波を生成
する９０度シフタと、該第２の搬送波と第１の差動符号化信号とを乗算する第
１のミクサ回路と、該第３の搬送波と第２の差動符号化信号とを乗算する第
２のミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該中間
周波数の該直交変調信号を生成する加算器とを備え、該第１の搬送波を分周し、該受信回路での受信信号を第
２の中間周波数の信号に変換するための周波数変換用搬
送波とすることを特徴とする直交変調方式による通信装
置。
【請求項５】請求項３または４において、前記加算器から出力される前記中間周波数の直交変調信
号を送信周波数の前記送信信号にアップコンバートする
第３のミクサ回路を有することを特徴とする直交変調方
式による通信装置。
【請求項６】ディジタル変調による送信信号を送受信
し、送信回路に該送信信号となる直交変調信号を生成す
るための直交変調回路を備えた通信装置において、該直交変調回路は、該直交変調信号の中間周波数の４倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波を２分周して該中間周波数の２倍の周波
数の第２の搬送波とする分周器と、該第２の搬送波を２分周し、周波数が該中間周波数に等
しく互いに９０度の位相差の第３，第４の搬送波を生成
する９０度シフタと、該第３の搬送波と第１の差動符号化とを乗算する第１の
ミクサ回路と、該第４の搬送波と第２の差動符号化とを乗算する第２の
ミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該中間
周波数の該直交変調信号を生成する加算器とを有するこ
とを特徴とする直交変調方式による通信装置。
【請求項７】ディジタル変調による送信信号を送信ま
たは送受信し、送信回路に該送信信号となる直交変調信
号を生成するための直交変調回路を備えた通信装置にお
いて、該直交変調回路は、該直交変調信号の中間周波数の４倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波の立上りエッジ，立下りエッジのいずれ
か一方のみでトリガされて該第１の搬送波を４分周し、
周波数が該中間周波数に等しく互いに９０度の位相の第
２，第３の搬送波を生成する９０度シフタと、該第２の搬送波と第１の差動符号化とを乗算する第１の
ミクサ回路と、該第３の搬送波と第２の差動符号化とを乗算する第２の
ミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該中間
周波数の該直交変調信号を生成する加算器とを有するこ
とを特徴とする直交変調方式による通信装置。
【請求項８】請求項６または７において、前記加算器から出力される前記中間周波数の直交変調信
号を送信周波数の前記送信信号にアップコンバートする
第３のミクサ回路を有し、前記９０度シフタで生成される前記第２，第３の搬送波
のいずれか一方を、受信回路での受信信号を第２の中間
周波数の信号に変換するための周波数変換用搬送波とす
ることを特徴とする直交変調方式による通信装置。
【請求項９】ディジタル変調による送信信号を送受信
し、送信回路に該送信信号となる直交変調信号を生成す
るための直交変調回路を備え、かつ第１，第２の受信回
路によってダイバシティ受信を行なう通信装置におい
て、該直交変調回路は、該直交変調信号の中間周波数の２倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波を２分周し、周波数が該中間周波数に等
しく互いに９０度の位相差の第２，第３の搬送波を生成
する９０度シフタと、該第２の搬送波と第１の差動符号化とを乗算する第１の
ミクサ回路と、該第３の搬送波と第２の差動符号化とを乗算する第２の
ミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該中間
周波数の該直交変調信号を生成する加算器とを有し、該第２，第３の搬送波を各々、該第１，第２の受信回路
における受信信号を第２中間周波数の信号に変換するた
めの周波数変換用搬送波とすることを特徴とする直交変
調方式による通信装置。
【請求項１０】ディジタル変調による送信信号を送受
信し、送信回路に該送信信号となる直交変調信号を生成
するための直交変調回路を備え、かつ第１，第２の受信
回路によってダイバシティ受信を行なう通信装置におい
て、該直交変調回路は、該直交変調信号の中間周波数の４倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波を２分周して該中間周波数の２倍の周波
数の第２の搬送波とする分周器と、該該第２の搬送波を２分周し、周波数が該中間周波数に
等しく互いに９０度の位相差の第３，第４の搬送波を生
成する９０度シフタと、該第３の搬送波と第１の差動符号化とを乗算する第１の
ミクサ回路と、該第４の搬送波と第２の差動符号化とを乗算する第２の
ミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該中間
周波数の該直交変調信号を生成する加算器とを有し、該第３，第４の搬送波を各々、該第１，第２の受信回路
での受信信号を第２の中間周波数の信号に変換するため
の周波数変換用搬送波とすることを特徴とする直交変調
方式による通信装置。
【請求項１１】ディジタル変調による送信信号を送受
信し、送信回路に該送信信号となる直交変調信号を生成
するための直交変調回路を備え、かつ第１，第２の受信
回路によってダイバシティ受信を行なう通信装置におい
て、該直交変調回路は、該直交変調信号の中間周波数の４倍の周波数の第１の搬
送波を発振するローカル発振部と、該第１の搬送波の立上りエッジ，立下りエッジのいずれ
か一方のみでトリガされて該第１の搬送波を４分周し、
周波数が該中間週は数に等しく互いに９０度の位相差の
第２，第３の搬送波を生成する９０度シフタと、該第２の搬送波と第１の差動符号化とを乗算する第１の
ミクサ回路と、該第３の搬送波と第２の差動符号化とを乗算する第２の
ミクサ回路と、該第１，第２のミクサ回路の出力信号を加算し、該中間
周波数の該直交変調信号を生成する加算器とを有し、該第２，第３の搬送波を各々、該第１，第２の受信回路
での受信信号を第２の中間周波数の信号に変換するため
の周波数変換用搬送波とすることを特徴とする直交変調
方式による通信装置。
【請求項１２】請求項９，１０または１１において、前記加算器から出力される前記中間周波数の直交変調信
号を送信周波数の前記送信信号にアップコンバートする
第３のミクサ回路を有することを特徴とする直交変調方
式による通信装置。
【請求項１３】請求項２において、単一の基準発振器と、該基準発振器の出力に前記ローカル発振部を同期制御す
るための手段と、前記第３のミクサ回路で前記中間周波数の直交変調信号
をアップコンバートするための搬送波を生成する送信発
振部と、該基準発振器の出力に該送信発振部を同期制御するため
の手段とを有することを特徴とする直交変調方式による
通信装置。
【請求項１４】請求項３〜５，８〜１２のいずれか１
つにおいて、単一の基準発振器と、該基準発振器の出力に前記ローカル発振部を同期制御す
るための手段と、該基準発振器の出力から前記受信回路での復調回路の復
調用クロックを生成する手段とを有することを特徴とす
る直交変調方式による通信装置。
【請求項１５】請求項１２において、単一の基準発振器と、該基準発振器の出力に前記ローカル発振部を同期制御す
るための手段と、該基準発振器の出力から前記受信回路での復調回路の復
調用クロックを生成する手段と前記第３のミクサ回路で
前記中間周波数の直交変調信号をアップコンバートする
ための搬送波を生成する送信発振部と、該基準発振器の出力に該送信発振部を同期制御するため
の手段とを有することを特徴とする直交変調方式による
通信装置。
【請求項１６】請求項１３または１５において、前記送信発振部の発振周波数を切り換えることにより、
周波数チャネルの切換えを行なうことを特徴とする直交
変調方式による通信装置。