JPH08171992A - ハロゲンランプ電力制御方法及び装置 - Google Patents
ハロゲンランプ電力制御方法及び装置Info
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- JPH08171992A JPH08171992A JP6334542A JP33454294A JPH08171992A JP H08171992 A JPH08171992 A JP H08171992A JP 6334542 A JP6334542 A JP 6334542A JP 33454294 A JP33454294 A JP 33454294A JP H08171992 A JPH08171992 A JP H08171992A
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Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Light Sources And Details Of Projection-Printing Devices (AREA)
- Control Of Exposure In Printing And Copying (AREA)
- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流入力電圧とＰＷＭ信号から算出された実
効値に基づく信号によって電力制御を行う。 【構成】 入力段より検出した交流入力電圧とＳＷ素子
を制御するＰＷＭコントロール回路から出力されるＰＷ
Ｍ信号に基づいて下記の式により実効値を算出する実効
値演算回路を有し、実効値演算回路で算出される実効値
に基づく信号を用いて電力制御を行うものである。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ ＶPWMrms：裁断波状交流出力電圧実効値、ＶINrms：交
流入力電圧実効値、Ｄ：ＳＷ素子オンｄｕｔｙ比 これによりＲＭＳ−ＤＣコンバータや乗算器などの特殊
ＩＣを用いずに汎用ＩＣだけで検出回路が構成でき、低
コスト化が図れる。
効値に基づく信号によって電力制御を行う。 【構成】 入力段より検出した交流入力電圧とＳＷ素子
を制御するＰＷＭコントロール回路から出力されるＰＷ
Ｍ信号に基づいて下記の式により実効値を算出する実効
値演算回路を有し、実効値演算回路で算出される実効値
に基づく信号を用いて電力制御を行うものである。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ ＶPWMrms：裁断波状交流出力電圧実効値、ＶINrms：交
流入力電圧実効値、Ｄ：ＳＷ素子オンｄｕｔｙ比 これによりＲＭＳ−ＤＣコンバータや乗算器などの特殊
ＩＣを用いずに汎用ＩＣだけで検出回路が構成でき、低
コスト化が図れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は複写機の原稿照射用ハ
ロゲンランプの電力制御方法および電源装置に係り、詳
しくはＰＷＭ調整法の出力電圧実効値を入力電源電圧と
ＰＷＭ信号より算出し、実効値算出信号をもとに電力制
御を行うようにしたハロゲンランプ電力制御方法および
電源装置に関する。
ロゲンランプの電力制御方法および電源装置に係り、詳
しくはＰＷＭ調整法の出力電圧実効値を入力電源電圧と
ＰＷＭ信号より算出し、実効値算出信号をもとに電力制
御を行うようにしたハロゲンランプ電力制御方法および
電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術とその課題】従来、複写機の原稿照射用ハ
ロゲンランプなどに代表される照射等の電力制御にはト
ライアックによる位相制御方式が用いられている。しか
し位相制御方式ではトライアック導通時負荷に急俊な電
流が流れることにより高調波電流が発生する欠点があ
る。高調波電流による力率の低下が問題となっている近
年位相制御にかわる電力制御方式としてＰＷＭ調整方式
（特開昭５５−４１５５２）が提案されている。ＰＷＭ
調整方式（図１６参照）は交流電源１から給電される交
流入力電圧をＬＣフィルターを通して整流素子２で整流
し、この整流された電圧をスイッチング（ＳＷ）素子３
のオンオフ制御により裁断波状交流出力電圧に変換する
方式で、入力に流れる電流はほぼ入力電圧に比例した波
形になるので高調波電流を抑制することができる。出力
電圧はＳＷ素子のオンオフ比を変化させることにより制
御することができる。またＲＭＳ−ＤＣコンバータ５に
て交流出力電圧の実効値を検出し、この実効値をもとに
ＰＷＭコントローラ回路６がＳＷ素子を制御する、つま
り検出された実効値をフィードバックすることにより出
力電圧を安定に制御するものである。一方原稿照射用ハ
ロゲンランプ電源では出力電圧変動がランプの光量変動
に大きく影響するため出力電圧の安定性が要求される。
従って、ＰＷＭ調整方式を原稿照射用ハロゲンランプ電
源に適応する場合には複雑なＰＷＭ交流出力電圧波形の
実効値を正確に検出する必要がある。
ロゲンランプなどに代表される照射等の電力制御にはト
ライアックによる位相制御方式が用いられている。しか
し位相制御方式ではトライアック導通時負荷に急俊な電
流が流れることにより高調波電流が発生する欠点があ
る。高調波電流による力率の低下が問題となっている近
年位相制御にかわる電力制御方式としてＰＷＭ調整方式
（特開昭５５−４１５５２）が提案されている。ＰＷＭ
調整方式（図１６参照）は交流電源１から給電される交
流入力電圧をＬＣフィルターを通して整流素子２で整流
し、この整流された電圧をスイッチング（ＳＷ）素子３
のオンオフ制御により裁断波状交流出力電圧に変換する
方式で、入力に流れる電流はほぼ入力電圧に比例した波
形になるので高調波電流を抑制することができる。出力
電圧はＳＷ素子のオンオフ比を変化させることにより制
御することができる。またＲＭＳ−ＤＣコンバータ５に
て交流出力電圧の実効値を検出し、この実効値をもとに
ＰＷＭコントローラ回路６がＳＷ素子を制御する、つま
り検出された実効値をフィードバックすることにより出
力電圧を安定に制御するものである。一方原稿照射用ハ
ロゲンランプ電源では出力電圧変動がランプの光量変動
に大きく影響するため出力電圧の安定性が要求される。
従って、ＰＷＭ調整方式を原稿照射用ハロゲンランプ電
源に適応する場合には複雑なＰＷＭ交流出力電圧波形の
実効値を正確に検出する必要がある。
【０００３】従来の実効値検出方式を図１７に示す。実
効値ＲＭＳを検出する方法としては直接実効値を検出せ
ず、平均値を検出して実効値に交換する平均値方式（図
１７（ａ））が一般的であるが、ＰＷＭ調整方式のよう
に出力電圧が裁断波状の複雑な波形になる場合は平均値
方式では正確な検出は不可能である。従って複雑な波形
の実効値を検出する場合は実効値の定義に基づいて演算
処理を行う必要がある。上記の目的を達成する手段とし
ては乗算器を用いて演算処理を行う直接計算方式（図１
７（ｂ））や、実効値の定義そのものを演算する熱変換
方式（図１７（ｃ））を用いることによって実現可能で
あり、専用の集積回路（ＩＣ）も各メーカより市販され
ている。しかしこれらのＩＣは実効値を正確に検出でき
る反面、ＩＣ自体の価格が高いため、検出部にこれらの
ＩＣを採用すると装置自体が高コストになってしまう問
題がある。本発明の目的は交流入力電圧とＰＷＭ信号か
ら算出された実効値に基づく信号によって電力制御を行
うようにしたハロゲンランプ電力制御方法および電源装
置を提供することである。また他の目的は高価な半導体
素子を用いずにブランキング時間による検出誤差を取り
除くことができるハロゲンランプ電力制御電源装置を提
供することである。
効値ＲＭＳを検出する方法としては直接実効値を検出せ
ず、平均値を検出して実効値に交換する平均値方式（図
１７（ａ））が一般的であるが、ＰＷＭ調整方式のよう
に出力電圧が裁断波状の複雑な波形になる場合は平均値
方式では正確な検出は不可能である。従って複雑な波形
の実効値を検出する場合は実効値の定義に基づいて演算
処理を行う必要がある。上記の目的を達成する手段とし
ては乗算器を用いて演算処理を行う直接計算方式（図１
７（ｂ））や、実効値の定義そのものを演算する熱変換
方式（図１７（ｃ））を用いることによって実現可能で
あり、専用の集積回路（ＩＣ）も各メーカより市販され
ている。しかしこれらのＩＣは実効値を正確に検出でき
る反面、ＩＣ自体の価格が高いため、検出部にこれらの
ＩＣを採用すると装置自体が高コストになってしまう問
題がある。本発明の目的は交流入力電圧とＰＷＭ信号か
ら算出された実効値に基づく信号によって電力制御を行
うようにしたハロゲンランプ電力制御方法および電源装
置を提供することである。また他の目的は高価な半導体
素子を用いずにブランキング時間による検出誤差を取り
除くことができるハロゲンランプ電力制御電源装置を提
供することである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１の発明に係るハロゲンランプ電力制御方法
は入力段より検出した交流入力電圧とＳＷ素子を制御す
るＰＷＭコントローラから出力されるＰＷＭ信号に基づ
いて下記の式により実効値を算出し、該実効値による
信号を用いて電力制御を行うものである。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ ・・・ ＶPWMrms：裁断波状交流出力電圧実効値 ＶINrms：交流入力電圧実効値 Ｄ：ＳＷ素子オンｄｕｔｙ比 また請求項２の発明は、請求項１の発明において、√Ｄ
を次のステップにより算出する。発生させた鋸歯状波ま
たは三角波の積分波形ＶＴを生成するステップと、ＰＷ
Ｍ信号を平均化し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した電圧
Ｖｄｕｔｙを得るステップと、前記積分波形ＶＴと電圧
Ｖｄｕｔｙを比較し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得るステップ
と、前記ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値Ｖ
INrmsの裁断波状電圧ＶPULSEを得るステップからなって
いる。
め、請求項１の発明に係るハロゲンランプ電力制御方法
は入力段より検出した交流入力電圧とＳＷ素子を制御す
るＰＷＭコントローラから出力されるＰＷＭ信号に基づ
いて下記の式により実効値を算出し、該実効値による
信号を用いて電力制御を行うものである。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ ・・・ ＶPWMrms：裁断波状交流出力電圧実効値 ＶINrms：交流入力電圧実効値 Ｄ：ＳＷ素子オンｄｕｔｙ比 また請求項２の発明は、請求項１の発明において、√Ｄ
を次のステップにより算出する。発生させた鋸歯状波ま
たは三角波の積分波形ＶＴを生成するステップと、ＰＷ
Ｍ信号を平均化し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した電圧
Ｖｄｕｔｙを得るステップと、前記積分波形ＶＴと電圧
Ｖｄｕｔｙを比較し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得るステップ
と、前記ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値Ｖ
INrmsの裁断波状電圧ＶPULSEを得るステップからなって
いる。
【０００５】また請求項３の発明に係わるハロゲンラン
プ電力制御装置は、交流入力電圧実効値を算出する手段
と、√Ｄを算出する手段と、前記交流入力実効値と√Ｄ
を掛けて実効値を算出する手段と、ＳＷ素子を制御する
ＰＷＭコントローラとからなり、前記√Ｄ算出手段は鋸
歯状波または三角波を発生させる手段と、発生させた鋸
歯状波または三角波を入力し、該鋸歯状波または三角波
の積分波形ＶＴを生成する手段と、ＰＷＭ信号を平均化
し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した電圧Ｖｄｕｔｙを得
る手段と、前記積分波形ＶＴと電圧Ｖｄｕｔｙを比較
し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得る手段と、前記ＮＥＷＰＷＭ
信号の反転信号にて実効値ＶINrmsの裁断波状電圧Ｖ
PULSEを得る手段とからなるものである。
プ電力制御装置は、交流入力電圧実効値を算出する手段
と、√Ｄを算出する手段と、前記交流入力実効値と√Ｄ
を掛けて実効値を算出する手段と、ＳＷ素子を制御する
ＰＷＭコントローラとからなり、前記√Ｄ算出手段は鋸
歯状波または三角波を発生させる手段と、発生させた鋸
歯状波または三角波を入力し、該鋸歯状波または三角波
の積分波形ＶＴを生成する手段と、ＰＷＭ信号を平均化
し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した電圧Ｖｄｕｔｙを得
る手段と、前記積分波形ＶＴと電圧Ｖｄｕｔｙを比較
し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得る手段と、前記ＮＥＷＰＷＭ
信号の反転信号にて実効値ＶINrmsの裁断波状電圧Ｖ
PULSEを得る手段とからなるものである。
【０００６】また請求項４の発明は、請求項３の発明に
おいて、演算処理手段が、基準波発生回路と積分回路に
よって得られる基準２乗波形信号とその信号をコンパレ
ータの一方の入力とし、他方の入力に変換用入力信号を
入力することによって、入力信号の平方根値に比例した
オンまたはオフ時間のパルス波を出力するようにした構
成にある。また請求項５の発明に係るＰＷＭ調整方式電
力制御電源用コントロール回路は、請求項４に記載の演
算処理手段に使用される基準波発生回路をＰＷＭコント
ローラ部と共通にした構成にある。また請求項６の発明
に係るＰＷＭ調整方式電力制御電源用コントロール回路
は、請求項４に記載の演算処理手段が、実効値に比例し
た制御用基準電圧を平均値に比例した電圧に変換するこ
とによって電源装置の出力電圧検出を平均値で検出可能
にした構成にある。更に請求項７の発明に係るハロゲン
ランプ電力制御装置は、請求項４の発明において、演算
処理手段がブランキング時間よりも長いリセットパルス
を用いて二乗基準波形を作成し、該二乗基準波形をもと
に入力信号を入力信号の平方根に比例したｄｕｔｙに変
換したパルス信号と二乗基準波形発生時のリセットパル
スの論理積をとることによってブランキング時間による
誤差を除去するようにした構成にある。
おいて、演算処理手段が、基準波発生回路と積分回路に
よって得られる基準２乗波形信号とその信号をコンパレ
ータの一方の入力とし、他方の入力に変換用入力信号を
入力することによって、入力信号の平方根値に比例した
オンまたはオフ時間のパルス波を出力するようにした構
成にある。また請求項５の発明に係るＰＷＭ調整方式電
力制御電源用コントロール回路は、請求項４に記載の演
算処理手段に使用される基準波発生回路をＰＷＭコント
ローラ部と共通にした構成にある。また請求項６の発明
に係るＰＷＭ調整方式電力制御電源用コントロール回路
は、請求項４に記載の演算処理手段が、実効値に比例し
た制御用基準電圧を平均値に比例した電圧に変換するこ
とによって電源装置の出力電圧検出を平均値で検出可能
にした構成にある。更に請求項７の発明に係るハロゲン
ランプ電力制御装置は、請求項４の発明において、演算
処理手段がブランキング時間よりも長いリセットパルス
を用いて二乗基準波形を作成し、該二乗基準波形をもと
に入力信号を入力信号の平方根に比例したｄｕｔｙに変
換したパルス信号と二乗基準波形発生時のリセットパル
スの論理積をとることによってブランキング時間による
誤差を除去するようにした構成にある。
【０００７】
【作用】ＰＷＭ調整法によって得られる出力電圧は正弦
波を裁断した波形（図３参照）となる。従って裁断波状
交流出力電圧の実効値は交流入力電圧の実効値あるいは
最大値とスイッチング素子のオンオフ比から間接的に算
出することができる。式によって得られる信号を制御
用出力検出信号として用いる。そのため裁断波状交流出
力電圧の実効値を検出するためのＲＭＳ−ＤＣコンバー
タなどの複雑な演算処理回路が必要なくなる。次に式
を実現するための原理について説明する。以下に示す
（１）〜（６）の手順によって実効値が得られる。 ＶINrms算出： （１）交流入力電圧の実効値ＶINrmsを平均値方式で検
出する。 √Ｄ算出： （２）発生させた鋸歯状波または三角波を積分器に入力
して鋸歯状波または三角波の積分波形ＶＴを生成する。
（ただしＶＴのレンジはＯＶ≦ＶＴ≦１Ｖとする。） （３）ＰＷＭ信号を平均化する。ｄｕｔｙに比例した電
圧Ｖｄｕｔｙが得られる。ただしＶｄｕｔｙのレンジは
ＯＶ≦Ｖｄｕｔｙ≦１Ｖとする。 （４）積分波状ＶＴとＶｄｕｔｙをコンパレータによっ
て比較し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得る。（ＤＵＴＹは√Ｄ
に比例した値になる。） （５）ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値ＶINrms
の裁断波状電圧ＶPULSEを得る。 ＶPWMrms算出： （６）ＶPULSEを平均化することによって得られる出力
がＶPWMrmsとなる。また上記の算出手順にてＶＴおよび
Ｖｄｕｔｙの最大値が同じ値に設定してあれば任意の値
でもよい。
波を裁断した波形（図３参照）となる。従って裁断波状
交流出力電圧の実効値は交流入力電圧の実効値あるいは
最大値とスイッチング素子のオンオフ比から間接的に算
出することができる。式によって得られる信号を制御
用出力検出信号として用いる。そのため裁断波状交流出
力電圧の実効値を検出するためのＲＭＳ−ＤＣコンバー
タなどの複雑な演算処理回路が必要なくなる。次に式
を実現するための原理について説明する。以下に示す
（１）〜（６）の手順によって実効値が得られる。 ＶINrms算出： （１）交流入力電圧の実効値ＶINrmsを平均値方式で検
出する。 √Ｄ算出： （２）発生させた鋸歯状波または三角波を積分器に入力
して鋸歯状波または三角波の積分波形ＶＴを生成する。
（ただしＶＴのレンジはＯＶ≦ＶＴ≦１Ｖとする。） （３）ＰＷＭ信号を平均化する。ｄｕｔｙに比例した電
圧Ｖｄｕｔｙが得られる。ただしＶｄｕｔｙのレンジは
ＯＶ≦Ｖｄｕｔｙ≦１Ｖとする。 （４）積分波状ＶＴとＶｄｕｔｙをコンパレータによっ
て比較し、ＮＥＷＰＷＭ信号を得る。（ＤＵＴＹは√Ｄ
に比例した値になる。） （５）ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値ＶINrms
の裁断波状電圧ＶPULSEを得る。 ＶPWMrms算出： （６）ＶPULSEを平均化することによって得られる出力
がＶPWMrmsとなる。また上記の算出手順にてＶＴおよび
Ｖｄｕｔｙの最大値が同じ値に設定してあれば任意の値
でもよい。
【０００８】
【実施例】以下に、本発明の実施例を説明する。本実施
例では基準波としてＰＷＭ信号に同期した鋸歯状波形を
用いる。
例では基準波としてＰＷＭ信号に同期した鋸歯状波形を
用いる。
【０００９】（実施例１）本実施例の回路ブロック図を
図１に示す。図４に演算回路の各部波形を示す。交流入
力電圧から絶対値回路およびＬＰＦ（ロー・パス・フィ
ルター）３＆ＡＭＰ回路を用いて平均値方式により交流
入力電圧実効値ＶINrmsを検出する。√Ｄの算出ではＰ
ＭＷ信号に同期した鋸歯状波形信号を積分器に入力
し、出力信号を得る。信号をレベル変換により信号
｛Ｖ＝（ｔ／Ｔ）2［０≦ｔ≦Ｔ］｝に変換し基準信
号としてコンパレータの一方に入力する。コンパレータ
の他方にはＰＷＭ信号をレベル変換およびＬＰＦ１に
より平均化処理した信号（ＶPWMAV）を入力する。こ
こではＶPWMAV＝Ｄ（ＰＷＭｄｕｔｙ）となる。信号
と信号をコンパレータで比較することにより出力信号
を得る。この時ｔｏｎ時間はＶPWMAV＝（ｔｏｎ／
Ｔ）2よりｔｏｎ＝Ｔ×√Ｄとなるので信号のｄｕｔ
ｙはＤ＊＝ｔｏｎ／Ｔ＝√Ｄとなる。尚、Ｄ＊はＤに＊
の上付きを表す。
図１に示す。図４に演算回路の各部波形を示す。交流入
力電圧から絶対値回路およびＬＰＦ（ロー・パス・フィ
ルター）３＆ＡＭＰ回路を用いて平均値方式により交流
入力電圧実効値ＶINrmsを検出する。√Ｄの算出ではＰ
ＭＷ信号に同期した鋸歯状波形信号を積分器に入力
し、出力信号を得る。信号をレベル変換により信号
｛Ｖ＝（ｔ／Ｔ）2［０≦ｔ≦Ｔ］｝に変換し基準信
号としてコンパレータの一方に入力する。コンパレータ
の他方にはＰＷＭ信号をレベル変換およびＬＰＦ１に
より平均化処理した信号（ＶPWMAV）を入力する。こ
こではＶPWMAV＝Ｄ（ＰＷＭｄｕｔｙ）となる。信号
と信号をコンパレータで比較することにより出力信号
を得る。この時ｔｏｎ時間はＶPWMAV＝（ｔｏｎ／
Ｔ）2よりｔｏｎ＝Ｔ×√Ｄとなるので信号のｄｕｔ
ｙはＤ＊＝ｔｏｎ／Ｔ＝√Ｄとなる。尚、Ｄ＊はＤに＊
の上付きを表す。
【００１０】実効値算出ではＳＷ１にＶINrmsを入力
し、信号の反転信号でＳＷ１のオンオフをコントロー
ルすることにより出力信号を得る。信号をＬＰＦ２
により平均化処理することによって出力信号を得る。
上記の処理はＶINrmsと√Ｄを掛ける処理と等価なの
で、信号は結果的にＶINrms×√Ｄとなり、実効値が
得られる。次に上記実施例の実効値（ＲＭＳ）演算回路
を用いたハロゲンランプ用ＰＷＭ調整方式電力制御回路
の実施例を図５に示す。本実施例はＰＷＭコントローラ
として市販のｒｅｇ．ＩＣ、例えばＴＬ４９４などを使
用、コントローラＩＣから得られるＰＷＭ信号と入力段
より交流入力電圧を検出しＲＭＳ演算回路より実効値を
算出してコントローラＩＣにフィードバックする。
し、信号の反転信号でＳＷ１のオンオフをコントロー
ルすることにより出力信号を得る。信号をＬＰＦ２
により平均化処理することによって出力信号を得る。
上記の処理はＶINrmsと√Ｄを掛ける処理と等価なの
で、信号は結果的にＶINrms×√Ｄとなり、実効値が
得られる。次に上記実施例の実効値（ＲＭＳ）演算回路
を用いたハロゲンランプ用ＰＷＭ調整方式電力制御回路
の実施例を図５に示す。本実施例はＰＷＭコントローラ
として市販のｒｅｇ．ＩＣ、例えばＴＬ４９４などを使
用、コントローラＩＣから得られるＰＷＭ信号と入力段
より交流入力電圧を検出しＲＭＳ演算回路より実効値を
算出してコントローラＩＣにフィードバックする。
【００１１】（実施例２）ＲＭＳ演算回路とＰＷＭコン
トローラを組み合わせたＰＷＭ調整方式電力制御用コン
トローラＩＣの実施例を図２に示す。本実施例はＲＭＳ
演算回路とＰＷＭコントローラを１つにまとめて専用Ｉ
Ｃ化（ＨＩＣ化）したものである。ＲＭＳ演算回路とＰ
ＷＭコントローラ部を１つにまとめることにより基準波
発生手段としての鋸歯状波形発生回路を共通にできると
共に、レベル変換回路等が必要なくなるメリットがあ
る。
トローラを組み合わせたＰＷＭ調整方式電力制御用コン
トローラＩＣの実施例を図２に示す。本実施例はＲＭＳ
演算回路とＰＷＭコントローラを１つにまとめて専用Ｉ
Ｃ化（ＨＩＣ化）したものである。ＲＭＳ演算回路とＰ
ＷＭコントローラ部を１つにまとめることにより基準波
発生手段としての鋸歯状波形発生回路を共通にできると
共に、レベル変換回路等が必要なくなるメリットがあ
る。
【００１２】次に本ＩＣを使用した電力制御回路の実施
例を図６に示す。本回路は入力段で交流入力電圧の実効
値を検出してＩＣに入力することにより出力電圧が安定
に制御される。交流入力電圧の実効値は整流回路（ｏｒ
絶対値回路）および平滑化回路（ｏｒＬＰＦ）によって
得られる信号をスケーリングすることにより容易に得ら
れる。上記各実施例は実効値の算出定義に従って入力電
圧の実効値とＰＷＭ信号の実効値より間接的に実効値を
演算する方式である。
例を図６に示す。本回路は入力段で交流入力電圧の実効
値を検出してＩＣに入力することにより出力電圧が安定
に制御される。交流入力電圧の実効値は整流回路（ｏｒ
絶対値回路）および平滑化回路（ｏｒＬＰＦ）によって
得られる信号をスケーリングすることにより容易に得ら
れる。上記各実施例は実効値の算出定義に従って入力電
圧の実効値とＰＷＭ信号の実効値より間接的に実効値を
演算する方式である。
【００１３】ところで、上記方式ではＰＷＭ信号の実効
値を算出する際に、図７に示す理想二乗基準波形を用い
ることが前提となっている。しかし、実際の波形は、図
８に示すように、回路方式や回路に使用する素子の影響
によって二乗基準波形のリセット時にブランキング時間
が発生する。従ってＰＷＭ信号の実効値を算出する際に
図８に示すようにブランキング時間による検出誤差が発
生してしまうので正確な検出を行う上でブランキング時
間による検出誤差を取り除く必要がある。
値を算出する際に、図７に示す理想二乗基準波形を用い
ることが前提となっている。しかし、実際の波形は、図
８に示すように、回路方式や回路に使用する素子の影響
によって二乗基準波形のリセット時にブランキング時間
が発生する。従ってＰＷＭ信号の実効値を算出する際に
図８に示すようにブランキング時間による検出誤差が発
生してしまうので正確な検出を行う上でブランキング時
間による検出誤差を取り除く必要がある。
【００１４】例えば図９に示す回路にて二乗基準波形を
発生させた場合、図１０に示すようにブランキング時間
はリセットスイッチのオン抵抗値と積分器のキャパシタ
値による時定数と使用する演算増幅器のスルーレートに
よって決定されるため、現実の回路ではブランキング時
間を“０”にすることは不可能である。従って可能なか
ぎりブランキング時間を小さくするには低オン抵抗値の
ＦＥＴ素子をリセットスイッチとして用いたり、高スル
ーレートの高速演算増幅器を用いることによってリセッ
ト時間を最小にする必要があるので回路自体の高コスト
になってしまう問題がある。
発生させた場合、図１０に示すようにブランキング時間
はリセットスイッチのオン抵抗値と積分器のキャパシタ
値による時定数と使用する演算増幅器のスルーレートに
よって決定されるため、現実の回路ではブランキング時
間を“０”にすることは不可能である。従って可能なか
ぎりブランキング時間を小さくするには低オン抵抗値の
ＦＥＴ素子をリセットスイッチとして用いたり、高スル
ーレートの高速演算増幅器を用いることによってリセッ
ト時間を最小にする必要があるので回路自体の高コスト
になってしまう問題がある。
【００１５】そこで上記問題点を解決するために改善さ
れた実施例を説明する。本実施例の方式は高価な半導体
素子を用いずにブランキング時間による検出誤差を取り
除くことができるものである。本方式が前記方式と異な
る点は二乗基準波形のリセットパルスのリセット時間を
ブランキング時間と比較して十分に長くすること、およ
び上記リセットパルスを用いることによってブランキン
グ時間に発生する検出誤差を完全に除去できることが特
徴である。
れた実施例を説明する。本実施例の方式は高価な半導体
素子を用いずにブランキング時間による検出誤差を取り
除くことができるものである。本方式が前記方式と異な
る点は二乗基準波形のリセットパルスのリセット時間を
ブランキング時間と比較して十分に長くすること、およ
び上記リセットパルスを用いることによってブランキン
グ時間に発生する検出誤差を完全に除去できることが特
徴である。
【００１６】次にブランキング時間の影響を除去する原
理を図１１のタイミングチャートをもとに説明する。ま
ずリセットパルス信号とランプ波形をもとに積分器
により二乗基準波形を発生させる。このときリセット
パルス信号とランプ波形の周期が同期し、かつラン
プ波形のブランキング時間はリセットＳＷのｏｎ時間よ
りも短いことが条件である。
理を図１１のタイミングチャートをもとに説明する。ま
ずリセットパルス信号とランプ波形をもとに積分器
により二乗基準波形を発生させる。このときリセット
パルス信号とランプ波形の周期が同期し、かつラン
プ波形のブランキング時間はリセットＳＷのｏｎ時間よ
りも短いことが条件である。
【００１７】このとき発生する二乗基準波形は図に示
されるように波形が二乗波形になる有効期間Ｔ１とブラ
ンキング時間Ｔｄを含むリセット時間による無効期間Ｔ
２をもつ。上記二乗基準波形を基準に変換信号をコ
ンパレータにて変換した出力パルスは無効期間Ｔ２の
パルス情報を含むため出力パルスより変換有効期間Ｔ
１のみのパルス情報を抽出する必要がある。ここで無効
期間Ｔ２の情報を除去するために出力パルスとリセッ
トパルス信号の反転信号の論理積処理を行う。この処
理により無効期間Ｔ２に発生するパルス情報を“０”に
することにより変換有効期間Ｔ１のみのパルス情報を取
り出すことができる。
されるように波形が二乗波形になる有効期間Ｔ１とブラ
ンキング時間Ｔｄを含むリセット時間による無効期間Ｔ
２をもつ。上記二乗基準波形を基準に変換信号をコ
ンパレータにて変換した出力パルスは無効期間Ｔ２の
パルス情報を含むため出力パルスより変換有効期間Ｔ
１のみのパルス情報を抽出する必要がある。ここで無効
期間Ｔ２の情報を除去するために出力パルスとリセッ
トパルス信号の反転信号の論理積処理を行う。この処
理により無効期間Ｔ２に発生するパルス情報を“０”に
することにより変換有効期間Ｔ１のみのパルス情報を取
り出すことができる。
【００１８】上記変換有効期間Ｔ１のみのパルス信号
にて入力正弦波電圧の実効値電圧をチョッピングした
後、平均化することによってＰＷＭ裁断波信号の実効値
電圧に比例した電圧を得ることができる。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ／（１＋Ｋ） ・・・ ただしＫ＝Ｔ２／Ｔ１（定数） 以上の処理を行うことによって高速素子等の高価な素子
を使用せずにブランキング時間による検出誤差を除去す
ることができる。また高価な素子を使用せずに基準波形
の高周波化が実現できるので検出精度はもとより応答性
の改善も可能となるため、本検出装置を用いることによ
って高精度な電力制御システムを構築できる。本実施例
によれば、従来ＰＷＭ信号の実効値（ＰＷＭ信号ｄｕｔ
ｙ平方根）を算出する際に発生していたブランキング時
間による誤差を取り除くことによって検出精度の向上が
はかられる。また上記機能を高価な素子を用いずに実現
することによって回路の低コスト化が実現できる。
にて入力正弦波電圧の実効値電圧をチョッピングした
後、平均化することによってＰＷＭ裁断波信号の実効値
電圧に比例した電圧を得ることができる。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ／（１＋Ｋ） ・・・ ただしＫ＝Ｔ２／Ｔ１（定数） 以上の処理を行うことによって高速素子等の高価な素子
を使用せずにブランキング時間による検出誤差を除去す
ることができる。また高価な素子を使用せずに基準波形
の高周波化が実現できるので検出精度はもとより応答性
の改善も可能となるため、本検出装置を用いることによ
って高精度な電力制御システムを構築できる。本実施例
によれば、従来ＰＷＭ信号の実効値（ＰＷＭ信号ｄｕｔ
ｙ平方根）を算出する際に発生していたブランキング時
間による誤差を取り除くことによって検出精度の向上が
はかられる。また上記機能を高価な素子を用いずに実現
することによって回路の低コスト化が実現できる。
【００１９】（実施例３）図１２に実施例３の回路ブロ
ック図を示す。図１１および図１２をもとに演算手順を
説明する。 （１）交流入力電圧実効値ＶINrmsの算出：絶対値回路
およびＬＰＦ１を用いて平均値ＶINAVEを検出し、更にレ
ベル変換回路を用いてＶINrmsを検出する。 （２）√Ｄの算出：リセットパルス信号に同期したラ
ンプ信号を積分器に入力し、出力信号｛Ｖ＝（ｔ／
Ｔ１）2［０≦ｔ≦Ｔ１］｝を得る。ただしリセットパ
ルスはｄｕｔｙ＝５０％のパルスとする。信号をコン
パレータの一方に入力する。
ック図を示す。図１１および図１２をもとに演算手順を
説明する。 （１）交流入力電圧実効値ＶINrmsの算出：絶対値回路
およびＬＰＦ１を用いて平均値ＶINAVEを検出し、更にレ
ベル変換回路を用いてＶINrmsを検出する。 （２）√Ｄの算出：リセットパルス信号に同期したラ
ンプ信号を積分器に入力し、出力信号｛Ｖ＝（ｔ／
Ｔ１）2［０≦ｔ≦Ｔ１］｝を得る。ただしリセットパ
ルスはｄｕｔｙ＝５０％のパルスとする。信号をコン
パレータの一方に入力する。
【００２０】コンパレータの他方にはＰＷＭ信号をＬＰ
Ｆなどを用いて平均化処理した信号（ＶPWMAV）を入
力する。ここではＶPWMAV＝Ｄ（ＰＷＭｄｕｔｙ）とな
る。信号と信号をコンパレータで比較することによ
り出力信号を得る。ここで出力信号のＴ１の期間の
みが有効変換パルスなのでＴ２の期間に発生するパルス
を除去するためリセットパルスの反転信号と出力信号
をＡＮＤ回路に入力しパルス信号を得る。上記パル
スのｔｏｎ時間はＶPWMAV＝Ｄ（２ｔｏｎ／Ｔ）2よりｔ
ｏｎ＝１／２Ｔ×√Ｄとなるので、信号のｄｕｔｙは
Ｄ＊＝ｔｏｎ／２Ｔ＝√Ｄ／２となる。 （３）実効値算出：ＳＷ１にＶINrmsを入力し、信号
でＳＷ１のオンオフをコントロールすることにより出力
信号を得る。信号をＬＰＦにより平均化処理するこ
とによって出力信号を得る。上記の処理はＶINrmsと
√Ｄ／２を掛ける処理と等価なので、信号は結果的に
ＶINrms×√Ｄ／２の値になる。この値を増幅器にて２
倍に増幅することによって実効値ＶINrms×√Ｄが得ら
れる。
Ｆなどを用いて平均化処理した信号（ＶPWMAV）を入
力する。ここではＶPWMAV＝Ｄ（ＰＷＭｄｕｔｙ）とな
る。信号と信号をコンパレータで比較することによ
り出力信号を得る。ここで出力信号のＴ１の期間の
みが有効変換パルスなのでＴ２の期間に発生するパルス
を除去するためリセットパルスの反転信号と出力信号
をＡＮＤ回路に入力しパルス信号を得る。上記パル
スのｔｏｎ時間はＶPWMAV＝Ｄ（２ｔｏｎ／Ｔ）2よりｔ
ｏｎ＝１／２Ｔ×√Ｄとなるので、信号のｄｕｔｙは
Ｄ＊＝ｔｏｎ／２Ｔ＝√Ｄ／２となる。 （３）実効値算出：ＳＷ１にＶINrmsを入力し、信号
でＳＷ１のオンオフをコントロールすることにより出力
信号を得る。信号をＬＰＦにより平均化処理するこ
とによって出力信号を得る。上記の処理はＶINrmsと
√Ｄ／２を掛ける処理と等価なので、信号は結果的に
ＶINrms×√Ｄ／２の値になる。この値を増幅器にて２
倍に増幅することによって実効値ＶINrms×√Ｄが得ら
れる。
【００２１】次にＲＭＳ演算回路を用いたハロゲンラン
プ用ＰＷＭ調整方式電力制御回路の実施例を図１３に示
す。本実施例はＰＷＭコントローラとして市販のreg.Ｉ
Ｃ(ＴＬ４９４など)を使用、コントローラＩＣから得ら
れるＰＷＭ信号と入力段より交流入力電圧を検出しＲＭ
Ｓ演算回路より実効値を算出してコントローラＩＣにフ
ィードバックする。本実施例によれば、従来の√Ｄ算出
時に発生していたブランキング時間による検出誤差を除
去できるので正確な実効値検出が可能となり制御精度の
向上をはかることが可能となる。
プ用ＰＷＭ調整方式電力制御回路の実施例を図１３に示
す。本実施例はＰＷＭコントローラとして市販のreg.Ｉ
Ｃ(ＴＬ４９４など)を使用、コントローラＩＣから得ら
れるＰＷＭ信号と入力段より交流入力電圧を検出しＲＭ
Ｓ演算回路より実効値を算出してコントローラＩＣにフ
ィードバックする。本実施例によれば、従来の√Ｄ算出
時に発生していたブランキング時間による検出誤差を除
去できるので正確な実効値検出が可能となり制御精度の
向上をはかることが可能となる。
【００２２】（実施例４）本実施例は二乗基準波形作成
時に三角波を用いた実効値算出処理の例である。図１４
に回路ブロック図を、図１５に各部回路の波形を示す。
本実施例の作用を説明すると三角波発生器より出力され
る三角波を積分器１および積分器２に入力し、この三
角波の周期に同期したリセットパルス−ａ（−ｂは
−ａの反転信号）にて積分器１および積分器２のリセ
ットをＳＷを動作させることによって得られる積分器出
力−ａ、ｂをコンパレータ１および２の入力の一方に
入力し、各コンパレータの他方の入力には変換信号を
入力する。各コンパレータより得られる出力−ａ、ｂ
の変換信号有効期間での出力パルスｔｏｎ時間ｔｏｎ１
およびｔｏｎ２はｔｏｎ１＝ｔｏｎ２＝１／２Ｔ×√Ｄ
となる。各コンパレータの出力パルスの論理積によって
ブランキング時間を取り除いた出力パルスが得られ
る。上記の出力パルスのｄｕｔｙはＤ＊＝√Ｄとな
る。上記パルスにて入力検出電圧をチョッピングし入
力検出電圧およびチョッピングパルスの周波数を十分に
除去しうるＬＰＦにて平均化することによって実効値を
算出できる。
時に三角波を用いた実効値算出処理の例である。図１４
に回路ブロック図を、図１５に各部回路の波形を示す。
本実施例の作用を説明すると三角波発生器より出力され
る三角波を積分器１および積分器２に入力し、この三
角波の周期に同期したリセットパルス−ａ（−ｂは
−ａの反転信号）にて積分器１および積分器２のリセ
ットをＳＷを動作させることによって得られる積分器出
力−ａ、ｂをコンパレータ１および２の入力の一方に
入力し、各コンパレータの他方の入力には変換信号を
入力する。各コンパレータより得られる出力−ａ、ｂ
の変換信号有効期間での出力パルスｔｏｎ時間ｔｏｎ１
およびｔｏｎ２はｔｏｎ１＝ｔｏｎ２＝１／２Ｔ×√Ｄ
となる。各コンパレータの出力パルスの論理積によって
ブランキング時間を取り除いた出力パルスが得られ
る。上記の出力パルスのｄｕｔｙはＤ＊＝√Ｄとな
る。上記パルスにて入力検出電圧をチョッピングし入
力検出電圧およびチョッピングパルスの周波数を十分に
除去しうるＬＰＦにて平均化することによって実効値を
算出できる。
【００２３】
【発明の効果】上述のとおり、本発明によれば、ＲＭＳ
−ＤＣコンバータや乗算器などの特殊ＩＣを用いずに汎
用ＩＣだけで検出回路が構成できるので、低コスト化が
可能である。また従来ＰＷＭ信号の実効値（ＰＷＭ信号
ｄｕｔｙ平方根）を算出する際に発生していたブランキ
ング時間による誤差を取り除くことによって検出精度が
向上される。更に上記機能を高価な素子を用いずに実現
することによって回路の低コスト化が実現できる。
−ＤＣコンバータや乗算器などの特殊ＩＣを用いずに汎
用ＩＣだけで検出回路が構成できるので、低コスト化が
可能である。また従来ＰＷＭ信号の実効値（ＰＷＭ信号
ｄｕｔｙ平方根）を算出する際に発生していたブランキ
ング時間による誤差を取り除くことによって検出精度が
向上される。更に上記機能を高価な素子を用いずに実現
することによって回路の低コスト化が実現できる。
【図１】 本発明の実施例１の回路ブロック図である。
【図２】 ＰＷＭ調整方式電力制御用コントローラ回路
の回路ブロック図である。
の回路ブロック図である。
【図３】 ＰＷＭ調整方式の各部波形図である。
【図４】 演算処理回路の各部波形図である。
【図５】 実施例１を適用した装置回路図である。
【図６】 実施例２を適用した装置回路図である。
【図７】 ＰＷＭ信号の実効値を算出する際に用いる理
想二乗基準波形図である。
想二乗基準波形図である。
【図８】 ＰＷＭ信号の実効値を算出する際に用いられ
る現実の二乗基準波形図である。
る現実の二乗基準波形図である。
【図９】 二乗基準波形を発生させる回路図である。
【図１０】 図９の回路で発生させた二乗基準波形のブ
ランキング時間の説明図である。
ランキング時間の説明図である。
【図１１】 ブランキング時間の除去および演算手順を
説明するためのタイミングチャートである。
説明するためのタイミングチャートである。
【図１２】 実施例３の回路ブロック図である。
【図１３】 実施例３を適用した装置回路図である。
【図１４】 実施例４の回路ブロック図である。
【図１５】 実施例４のタイミングチャートである。
【図１６】 従来のＰＷＭ調整方式電力制御電源装置の
回路図である。
回路図である。
【図１７】 従来の実効値検出方式の説明図である。
Claims (7)
- 【請求項１】 入力段より検出した交流入力電圧とＳＷ
素子を制御するＰＷＭコントローラから出力されるＰＷ
Ｍ信号に基づいて下記の式により実効値を算出し、該
実効値による信号を用いて電力制御を行うことを特徴と
するハロゲンランプ電力制御方法。 ＶPWMrms＝ＶINrms×√Ｄ ・・・ ＶPWMrms：裁断波状交流出力電圧実効値 ＶINrms：交流入力電圧実効値 Ｄ：ＳＷ素子オンｄｕｔｙ比 - 【請求項２】 前記√Ｄを次のステップにより算出す
る。発生させた鋸歯状波または三角波の積分波形ＶＴを
生成するステップと、ＰＷＭ信号を平均化し、ＳＷ素子
のｄｕｔｙに比例した電圧Ｖｄｕｔｙを得るステップ
と、前記積分波形ＶＴと電圧Ｖｄｕｔｙを比較し、ＮＥ
ＷＰＷＭ信号を得るステップと、前記ＮＥＷＰＷＭ信号
の反転信号にて実効値ＶINrmsの裁断波状電圧ＶPULSEを
得るステップからなることを特徴とする請求項１記載の
ハロゲンランプ電力制御方法。 - 【請求項３】 交流入力電圧実効値を算出する手段と、
√Ｄを算出する手段と、前記交流入力実効値と√Ｄを掛
けて実効値を算出する手段と、ＳＷ素子を制御するＰＷ
Ｍコントローラとからなり、 前記√Ｄ算出手段は鋸歯状波または三角波を発生させる
手段と、 発生させた鋸歯状波または三角波を入力し、該鋸歯状波
または三角波の積分波形ＶＴを生成する手段と、 ＰＷＭ信号を平均化し、ＳＷ素子のｄｕｔｙに比例した
電圧Ｖｄｕｔｙを得る手段と、 前記積分波形ＶＴと電圧Ｖｄｕｔｙを比較し、ＮＥＷＰ
ＷＭ信号を得る手段と、 前記ＮＥＷＰＷＭ信号の反転信号にて実効値ＶINrmsの
裁断波状電圧ＶPULSEを得る手段とを有するハロゲンラ
ンプ電力制御装置。 - 【請求項４】 √Ｄ演算において、基準波発生回路と積
分回路によって得られる基準２乗波形信号とその信号を
コンパレータの一方の入力とし、他方の入力に変換用入
力信号を入力することによって、入力信号の平方根値に
比例したオンまたはオフ時間のパルス波を出力する演算
処理手段を備えたことを特徴とする請求項３記載のハロ
ゲンランプ電力制御装置。 - 【請求項５】 請求項４の記載において演算処理手段に
使用される基準波発生回路をＰＷＭコントローラ部と共
通にしたことを特徴とするＰＷＭ調整方式電力制御電源
用コントロール回路。 - 【請求項６】 請求項４の記載において演算処理手段
が、実効値に比例した制御用基準電圧を平均値に比例し
た電圧に変換することによって電源装置の出力電圧検出
を平均値で検出可能にしたことを特徴とするＰＷＭ調整
方式電力制御電源用コントロール回路。 - 【請求項７】 請求項４の記載において演算処理手段
が、ブランキング時間よりも長いリセットパルスを用い
て二乗基準波形を作成し、該二乗基準波形をもとに入力
信号を入力信号の平方根に比例したｄｕｔｙに変換した
パルス信号と二乗基準波形発生時のリセットパルスの論
理積をとることによってブランキング時間による誤差を
除去することを特徴とするハロゲンランプ電力制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6334542A JPH08171992A (ja) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | ハロゲンランプ電力制御方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6334542A JPH08171992A (ja) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | ハロゲンランプ電力制御方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08171992A true JPH08171992A (ja) | 1996-07-02 |
Family
ID=18278583
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6334542A Pending JPH08171992A (ja) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | ハロゲンランプ電力制御方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08171992A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008503069A (ja) * | 2004-06-10 | 2008-01-31 | ルトロン エレクトロニクス シーオー．，インク． | 電力量の供給を調整する装置および方法 |
| JP2010506295A (ja) * | 2006-10-02 | 2010-02-25 | オスラム シルヴェニア インコーポレイテッド | 電流制限されたｒｍｓ電圧調整された出力を有するパワーコントローラ |
| CN105699738A (zh) * | 2016-03-07 | 2016-06-22 | 温州大学 | 一种基于pwm的交流信号有效值测量方法 |
| CN110763914A (zh) * | 2019-10-21 | 2020-02-07 | 西安科技大学 | 一种pwm谐波有效值计算方法 |
-
1994
- 1994-12-19 JP JP6334542A patent/JPH08171992A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008503069A (ja) * | 2004-06-10 | 2008-01-31 | ルトロン エレクトロニクス シーオー．，インク． | 電力量の供給を調整する装置および方法 |
| JP2010506295A (ja) * | 2006-10-02 | 2010-02-25 | オスラム シルヴェニア インコーポレイテッド | 電流制限されたｒｍｓ電圧調整された出力を有するパワーコントローラ |
| CN105699738A (zh) * | 2016-03-07 | 2016-06-22 | 温州大学 | 一种基于pwm的交流信号有效值测量方法 |
| CN110763914A (zh) * | 2019-10-21 | 2020-02-07 | 西安科技大学 | 一种pwm谐波有效值计算方法 |
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