JPH08172371A - Ｆｍ受信機 - Google Patents
Ｆｍ受信機Info
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- JPH08172371A JPH08172371A JP31490094A JP31490094A JPH08172371A JP H08172371 A JPH08172371 A JP H08172371A JP 31490094 A JP31490094 A JP 31490094A JP 31490094 A JP31490094 A JP 31490094A JP H08172371 A JPH08172371 A JP H08172371A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】過変調が要求されても歪みの少ない復調出力を
得、バンド幅切換えを行いナローバンドを選択しステレ
オ放送を受信したときに隣接する音声サブキャリアが飛
び込んだ場合でもノイズを発生しないようにする。 【構成】ＭＩＸ回路12、ＢＰＦ回路13、ＦＭ復調回路1
4、電圧制御発振器20はＦＭ復調手段を構成し、電圧制
御発振器20、可変分周回路22、位相比較器23、ローカル
発振回路24、ＬＰＦ回路25は選局用のＰＬＬ回路を構成
し、ループフィルタ回路17、ＤＣ遮断回路18、スイッチ
13、加算器19は、ＦＭ負帰還ループを構成する。スイッ
チ32はＦＭ復調手段の出力を時定数大のＨＰＦ33と時定
数小のＨＰＦ34のいずれか一方に供給することができ、
ワイドバンド選択状態では、スイッチ31がオフ、スイッ
チ32がＨＰＦ34選択状態、ナローバンド選択状態のとき
は、スイッチ31がオン、スイッチ32がＨＰＦ33選択状態
となる。
得、バンド幅切換えを行いナローバンドを選択しステレ
オ放送を受信したときに隣接する音声サブキャリアが飛
び込んだ場合でもノイズを発生しないようにする。 【構成】ＭＩＸ回路12、ＢＰＦ回路13、ＦＭ復調回路1
4、電圧制御発振器20はＦＭ復調手段を構成し、電圧制
御発振器20、可変分周回路22、位相比較器23、ローカル
発振回路24、ＬＰＦ回路25は選局用のＰＬＬ回路を構成
し、ループフィルタ回路17、ＤＣ遮断回路18、スイッチ
13、加算器19は、ＦＭ負帰還ループを構成する。スイッ
チ32はＦＭ復調手段の出力を時定数大のＨＰＦ33と時定
数小のＨＰＦ34のいずれか一方に供給することができ、
ワイドバンド選択状態では、スイッチ31がオフ、スイッ
チ32がＨＰＦ34選択状態、ナローバンド選択状態のとき
は、スイッチ31がオン、スイッチ32がＨＰＦ33選択状態
となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＦＭ負帰還方式を用
いたＦＭ受信装置に係り、特にその過変調が要求された
際に有効な復調方式に関する。
いたＦＭ受信装置に係り、特にその過変調が要求された
際に有効な復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、静止衛星を利用したテレ
ビジョン画像信号及び音声信号の伝送システムにあって
は、ＡＭ変調方式に比べて広帯域で低雑音であるＦＭ変
調方式が広く採用されている。ところが、このＦＭ変調
方式では、弱電界時にインパルスノイズが急激に増加す
る、いわゆるスレッショールド現象が発生し、画像や音
声の品位が著しく低下する。
ビジョン画像信号及び音声信号の伝送システムにあって
は、ＡＭ変調方式に比べて広帯域で低雑音であるＦＭ変
調方式が広く採用されている。ところが、このＦＭ変調
方式では、弱電界時にインパルスノイズが急激に増加す
る、いわゆるスレッショールド現象が発生し、画像や音
声の品位が著しく低下する。
【０００３】このため、ＦＭ受信装置には、一般に、ス
レッショールド改善型復調回路（ＴＥＤ；Threshold Ex
tension Demodulator ）が用いられている。そして、こ
のスレッショールド改善型復調回路には、追跡フィルタ
方式，ＦＭ負帰還方式及び負帰還位相検波方式等の各種
の方式がある。
レッショールド改善型復調回路（ＴＥＤ；Threshold Ex
tension Demodulator ）が用いられている。そして、こ
のスレッショールド改善型復調回路には、追跡フィルタ
方式，ＦＭ負帰還方式及び負帰還位相検波方式等の各種
の方式がある。
【０００４】図３は、音声信号の伝送システムに好適す
るＦＭ負帰還方式を採用した従来のＦＭ受信装置を示し
ている。すなわち、入力端子１１に供給された音声サブ
キャリアは、ミクサ（ＭＩＸ）回路１２により中間周波
数信号に変換された後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
回路１３を介して、ＦＭ復調回路１４で音声信号に復調
され、増幅回路１５を経て出力端子１６から取り出され
る。
るＦＭ負帰還方式を採用した従来のＦＭ受信装置を示し
ている。すなわち、入力端子１１に供給された音声サブ
キャリアは、ミクサ（ＭＩＸ）回路１２により中間周波
数信号に変換された後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
回路１３を介して、ＦＭ復調回路１４で音声信号に復調
され、増幅回路１５を経て出力端子１６から取り出され
る。
【０００５】この場合、ＦＭ復調回路１４から出力され
る音声信号が、ループフィルタ（ＬＦ）回路１７、ＤＣ
（直流）遮断回路１８、加算回路１９及びＶＣＯ（電圧
制御発振回路）２０よりなるフィードバックループ２１
を介してＭＩＸ回路１２に帰還されることで、ＭＩＸ回
路１２から、入力音声サブキャリアの周波数と、ＶＣＯ
２０の出力信号の周波数との差の周波数を有する上記中
間周波数信号が発生されている。
る音声信号が、ループフィルタ（ＬＦ）回路１７、ＤＣ
（直流）遮断回路１８、加算回路１９及びＶＣＯ（電圧
制御発振回路）２０よりなるフィードバックループ２１
を介してＭＩＸ回路１２に帰還されることで、ＭＩＸ回
路１２から、入力音声サブキャリアの周波数と、ＶＣＯ
２０の出力信号の周波数との差の周波数を有する上記中
間周波数信号が発生されている。
【０００６】また、上記ＶＣＯ２０の出力信号は、可変
分周回路２２を介して位相比較回路２３に供給され、こ
の位相比較回路２３で、可変分周回路２２の出力信号
と、ローカル発振回路２４から出力される一定周波数の
信号との周波数差成分に対応した信号が発生される。そ
して、この信号が、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２
５で電圧ＶT に変換され、加算回路１９によりＤＣ遮断
回路１８の出力電圧に加算されてＶＣＯ２０に供給され
ることにより、ＶＣＯ２０の発振周波数を上記周波数差
成分をなくするように制御されている。
分周回路２２を介して位相比較回路２３に供給され、こ
の位相比較回路２３で、可変分周回路２２の出力信号
と、ローカル発振回路２４から出力される一定周波数の
信号との周波数差成分に対応した信号が発生される。そ
して、この信号が、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）回路２
５で電圧ＶT に変換され、加算回路１９によりＤＣ遮断
回路１８の出力電圧に加算されてＶＣＯ２０に供給され
ることにより、ＶＣＯ２０の発振周波数を上記周波数差
成分をなくするように制御されている。
【０００７】このため、ＶＣＯ２０，可変分周回路２
２，位相比較回路２３，可変分周回路２２，ローカル発
振回路２４及びＬＰＦ回路２５は、可変分周回路２２の
分周比を変えることにより音声信号を選局する、音声選
局用ＰＬＬ（位相同期ループ）回路２６を構成してい
る。
２，位相比較回路２３，可変分周回路２２，ローカル発
振回路２４及びＬＰＦ回路２５は、可変分周回路２２の
分周比を変えることにより音声信号を選局する、音声選
局用ＰＬＬ（位相同期ループ）回路２６を構成してい
る。
【０００８】ここで、上述したＦＭ受信装置は、普通の
スーパーヘテロダイン式のＦＭ受信機に、フィードバッ
クループ２１を追加したものである。そこで、例えばＦ
Ｍ信号の周波数偏移ΔＦを±７５ｋＨｚとし、最高変調
周波数ｆmax を１５ｋＨｚとすると、スーパーヘテロダ
イン方式ＦＭ受信機に必要な帯域幅Ｂは、カーソン則に
よりそれらの和の２倍、つまり、 Ｂ＝２（ΔＦ＋ｆmax ）＝２（７５＋１５）＝１８０ｋＨｚ …… (1) となる。
スーパーヘテロダイン式のＦＭ受信機に、フィードバッ
クループ２１を追加したものである。そこで、例えばＦ
Ｍ信号の周波数偏移ΔＦを±７５ｋＨｚとし、最高変調
周波数ｆmax を１５ｋＨｚとすると、スーパーヘテロダ
イン方式ＦＭ受信機に必要な帯域幅Ｂは、カーソン則に
よりそれらの和の２倍、つまり、 Ｂ＝２（ΔＦ＋ｆmax ）＝２（７５＋１５）＝１８０ｋＨｚ …… (1) となる。
【０００９】このため、スレッショールドレベルＰ
THは、ボルツマン定数をｋとし、絶対温度をＴとする
と、 ＰTH＝８ｋＴＢ＝８ｋＴ×１８０×１０-3 …… (2) となる。
THは、ボルツマン定数をｋとし、絶対温度をＴとする
と、 ＰTH＝８ｋＴＢ＝８ｋＴ×１８０×１０-3 …… (2) となる。
【００１０】次に、フィードバックループ２１の存在を
考慮すると、ＭＩＸ回路１２から出力される中間周波数
信号の周波数は、常に、入力信号（音声サブキャリア）
の周波数とＶＣＯ２０の出力信号の周波数との差になっ
ている。そこで、フィードバックループ２１の極性を、
ＶＣＯ２０の発振周波数が入力信号の周波数変化に追従
して変わるように、つまり、負帰還（ネガティブフィー
ドバック）になるように選定すると、中間周波数信号の
周波数変化は、入力信号の周波数変化よりも圧縮されて
小さくなる。
考慮すると、ＭＩＸ回路１２から出力される中間周波数
信号の周波数は、常に、入力信号（音声サブキャリア）
の周波数とＶＣＯ２０の出力信号の周波数との差になっ
ている。そこで、フィードバックループ２１の極性を、
ＶＣＯ２０の発振周波数が入力信号の周波数変化に追従
して変わるように、つまり、負帰還（ネガティブフィー
ドバック）になるように選定すると、中間周波数信号の
周波数変化は、入力信号の周波数変化よりも圧縮されて
小さくなる。
【００１１】そして、このようなフィードバックシステ
ムは、通常の低周波増幅回路のフィードバックと同じよ
うに一種の負帰還であり、ループの一部にＦＭ信号が伝
送されることから、ＦＭ負帰還と称されている。
ムは、通常の低周波増幅回路のフィードバックと同じよ
うに一種の負帰還であり、ループの一部にＦＭ信号が伝
送されることから、ＦＭ負帰還と称されている。
【００１２】上記のように、中間周波数信号の周波数偏
移ΔＦ3 は、入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と、ＶＣＯ２
０の出力信号の周波数偏移ΔＦ2 との差に等しく、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 −ΔＦ2 …… (3) となる。
移ΔＦ3 は、入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と、ＶＣＯ２
０の出力信号の周波数偏移ΔＦ2 との差に等しく、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 −ΔＦ2 …… (3) となる。
【００１３】また、出力端子１６から得られる音声信号
の出力振幅Ｖo は、中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3
と、ＦＭ復調回路１４の復調感度Ｋ1 と、増幅回路１５
の利得Ｇ1 との積であるから、 Ｖo ＝ΔＦ3 ・Ｋ1 ・Ｇ1 …… (4) となる。
の出力振幅Ｖo は、中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3
と、ＦＭ復調回路１４の復調感度Ｋ1 と、増幅回路１５
の利得Ｇ1 との積であるから、 Ｖo ＝ΔＦ3 ・Ｋ1 ・Ｇ1 …… (4) となる。
【００１４】さらに、ＶＣＯ２０の出力信号の周波数偏
移ΔＦ2 は、その変調感度Ｋ2 と、ＦＭ復調回路１４か
ら出力される音声信号の出力振幅（Ｖo ／Ｇ1 ）と、Ｌ
Ｆ回路１７の利得Ｇ2 との積であるから、 ΔＦ2 ＝Ｋ2 （Ｖo ／Ｇ1 ）Ｇ2 …… (5) となる。
移ΔＦ2 は、その変調感度Ｋ2 と、ＦＭ復調回路１４か
ら出力される音声信号の出力振幅（Ｖo ／Ｇ1 ）と、Ｌ
Ｆ回路１７の利得Ｇ2 との積であるから、 ΔＦ2 ＝Ｋ2 （Ｖo ／Ｇ1 ）Ｇ2 …… (5) となる。
【００１５】ここで、上記（３）式，（４）式及び
（５）式から、ＶＣＯ２０の出力信号の周波数偏移ΔＦ
2 と中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3 とを消去して、
入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と出力端子１６から得られ
る音声信号の出力振幅Ｖo との関係を求めると、 Ｖo ＝Ｋ1 ・Ｇ1 ・ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (6) となり、この（６）式がＦＭ負帰還方式を採用したＦＭ
受信装置の動作を示す基本式となる。
（５）式から、ＶＣＯ２０の出力信号の周波数偏移ΔＦ
2 と中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3 とを消去して、
入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と出力端子１６から得られ
る音声信号の出力振幅Ｖo との関係を求めると、 Ｖo ＝Ｋ1 ・Ｇ1 ・ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (6) となり、この（６）式がＦＭ負帰還方式を採用したＦＭ
受信装置の動作を示す基本式となる。
【００１６】次に、上記（４）式及び（６）式から、入
力信号の周波数偏移ΔＦ1 と中間周波数信号の周波数偏
移ΔＦ3 との関係を求めると、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (7) となる。この（７）式は、中間周波数信号の周波数偏移
ΔＦ3 が、入力ＦＭ信号の周波数偏移ΔＦ1 の１／（１
＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ）倍に圧縮されることを示してい
る。
力信号の周波数偏移ΔＦ1 と中間周波数信号の周波数偏
移ΔＦ3 との関係を求めると、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (7) となる。この（７）式は、中間周波数信号の周波数偏移
ΔＦ3 が、入力ＦＭ信号の周波数偏移ΔＦ1 の１／（１
＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ）倍に圧縮されることを示してい
る。
【００１７】ところで、以上の説明だけから考えると、
負帰還ループのゲインを増やしていくと、スレッショー
ルドレベルはどこまでもよくなるように思えるが、実際
には、ＦＭ負帰還ループを通って回り込む雑音があり、
ループゲインを増加させるとこの雑音までもが増加し、
その妨害によってスレッショールドが劣化する。このた
め、入力ＦＭ信号の変調度や変調周波数、さらにＶＣＯ
２０の直線性等により決定される最適のループゲインが
あり、そのときに最良のスレッショールドレベルが得ら
れることになる。
負帰還ループのゲインを増やしていくと、スレッショー
ルドレベルはどこまでもよくなるように思えるが、実際
には、ＦＭ負帰還ループを通って回り込む雑音があり、
ループゲインを増加させるとこの雑音までもが増加し、
その妨害によってスレッショールドが劣化する。このた
め、入力ＦＭ信号の変調度や変調周波数、さらにＶＣＯ
２０の直線性等により決定される最適のループゲインが
あり、そのときに最良のスレッショールドレベルが得ら
れることになる。
【００１８】次に、上記のようなＦＭ負帰還方式を衛星
放送に適用することを考えると、例えば４ＧＨｚ帯ＳＨ
Ｆ放送（通信）では、画像信号とＦＭ変調された音声サ
ブキャリアとのコンポジット信号で、４ＧＨｚ搬送波を
ＦＭ変調して伝送するようにしている。このうち、音声
サブキャリアは、５．０〜８．５ＭＨｚの間に複数本存
在しており、使用者はその中から希望する音声サブキャ
リアを選局して受信することになる。
放送に適用することを考えると、例えば４ＧＨｚ帯ＳＨ
Ｆ放送（通信）では、画像信号とＦＭ変調された音声サ
ブキャリアとのコンポジット信号で、４ＧＨｚ搬送波を
ＦＭ変調して伝送するようにしている。このうち、音声
サブキャリアは、５．０〜８．５ＭＨｚの間に複数本存
在しており、使用者はその中から希望する音声サブキャ
リアを選局して受信することになる。
【００１９】このため、上述のＦＭ受信装置では、前述
したように、音声選局用ＰＬＬ回路２６により、ＬＰＦ
回路２５から出力される選局用電圧ＶT を、ＤＣ遮断回
路１８の出力電圧に加算した電圧でＶＣＯ２０の発振周
波数を制御することによって、ＦＭ負帰還と音声選局と
を同時に行なうようにしている。
したように、音声選局用ＰＬＬ回路２６により、ＬＰＦ
回路２５から出力される選局用電圧ＶT を、ＤＣ遮断回
路１８の出力電圧に加算した電圧でＶＣＯ２０の発振周
波数を制御することによって、ＦＭ負帰還と音声選局と
を同時に行なうようにしている。
【００２０】しかしながら、このようなＦＭ負帰還方式
を用いた従来のＦＭ受信装置では、変調度がある一定値
（これはＢＰＦ回路１３やＦＭ復調回路１４のダイナミ
ックレンジによって決まる）以上になる、つまり、過変
調が要求されると、ＦＭ負帰還をかけているＬＦ回路１
７の帰還量が少ないため、音声出力が歪むという問題が
生じる。
を用いた従来のＦＭ受信装置では、変調度がある一定値
（これはＢＰＦ回路１３やＦＭ復調回路１４のダイナミ
ックレンジによって決まる）以上になる、つまり、過変
調が要求されると、ＦＭ負帰還をかけているＬＦ回路１
７の帰還量が少ないため、音声出力が歪むという問題が
生じる。
【００２１】また、だからといって、ＦＭ負帰還の帰還
量を増やすために増幅回路等を挿入して増幅しようとす
ると低域まで負帰還がかかってしまい、音声選局用ＰＬ
Ｌ回路２６の低域のＤＣ成分が、ＦＭ負帰還ループ回路
のバンドパスされたＡＣ（交流）成分とぶつかり会っ
て、うまく動作しなくなるという不都合が生じる。ま
た、アナログチューニングを採用しているので、ＦＭ負
帰還がかかっていると、音音声選局時に負帰還のＡＣ成
分がミスマッチした状態でループの負帰還が繰り返さ
れ、音声歪みが大きくなり選局がしにくくなる。
量を増やすために増幅回路等を挿入して増幅しようとす
ると低域まで負帰還がかかってしまい、音声選局用ＰＬ
Ｌ回路２６の低域のＤＣ成分が、ＦＭ負帰還ループ回路
のバンドパスされたＡＣ（交流）成分とぶつかり会っ
て、うまく動作しなくなるという不都合が生じる。ま
た、アナログチューニングを採用しているので、ＦＭ負
帰還がかかっていると、音音声選局時に負帰還のＡＣ成
分がミスマッチした状態でループの負帰還が繰り返さ
れ、音声歪みが大きくなり選局がしにくくなる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、ＦＭ負
帰還方式を用いた従来のＦＭ受信装置では、過変調があ
る一定値以上（ＢＰＦ回路やダイナミックレンジにより
決まる）要求されると、ＦＭ帰還量が少ないため復調出
力波形に歪みが発生するという問題を有している。ま
た、受信機においてはバンド幅切換えが行われるが、こ
のバンド幅切換えに無関係に負帰還ループを動作させて
いると、ワイドバンド（広帯域）を選択したときに過変
調に耐えられるようになり問題ないが、ナローバンド
（狭帯域）を選択したときは、負帰還をかけると、ステ
レオ放送を受けたときに隣接する音声サブキャリアが飛
び込んでくる問題がある。さらにまた、バンド幅切換え
に関係なく。音声選局時にＦＭ負帰還がかかっている
と、音声サブキャリア周波数が選局周波数より数百ＫＨ
ｚずれた値になることがあり、音の歪みが大きくなり
「ブルブル」というような大きな音が発生する。
帰還方式を用いた従来のＦＭ受信装置では、過変調があ
る一定値以上（ＢＰＦ回路やダイナミックレンジにより
決まる）要求されると、ＦＭ帰還量が少ないため復調出
力波形に歪みが発生するという問題を有している。ま
た、受信機においてはバンド幅切換えが行われるが、こ
のバンド幅切換えに無関係に負帰還ループを動作させて
いると、ワイドバンド（広帯域）を選択したときに過変
調に耐えられるようになり問題ないが、ナローバンド
（狭帯域）を選択したときは、負帰還をかけると、ステ
レオ放送を受けたときに隣接する音声サブキャリアが飛
び込んでくる問題がある。さらにまた、バンド幅切換え
に関係なく。音声選局時にＦＭ負帰還がかかっている
と、音声サブキャリア周波数が選局周波数より数百ＫＨ
ｚずれた値になることがあり、音の歪みが大きくなり
「ブルブル」というような大きな音が発生する。
【００２３】そこで、この発明は上記事情を考慮してな
されたもので、過変調が要求されても歪みの少ない復調
出力波形を得、さらにバンド幅切換えを行い狭帯域を選
択しステレオ放送を受信したときに隣接する音声サブキ
ャリアが飛び込んだ場合でもノイズを発生しないように
し得、また、ユーザが希望する音声サブキャリアを選局
するときに音の歪みをなくしアナログチューニングを容
易にし得るＦＭ受信装置を提供することを目的とする。
されたもので、過変調が要求されても歪みの少ない復調
出力波形を得、さらにバンド幅切換えを行い狭帯域を選
択しステレオ放送を受信したときに隣接する音声サブキ
ャリアが飛び込んだ場合でもノイズを発生しないように
し得、また、ユーザが希望する音声サブキャリアを選局
するときに音の歪みをなくしアナログチューニングを容
易にし得るＦＭ受信装置を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】この発明は、電圧制御発
振器の出力と入力ＦＭ信号とを掛算して中間周波数信号
に変換し、この中間周波数信号を帯域制限し、この帯域
制限出力をＦＭ復調するＦＭ復調手段と、前記電圧制御
発振器の出力を選局要求に応じた分周比で分周し、分周
出力と基準発振器からの発信出力との位相比較を行いそ
の誤差信号を得、この誤差信号の不要高域成分を制限し
て低域成分を得、前記電圧制御発振器の制御端子に帰還
する位相同期ループと、前記ＦＭ復調手段の出力を帯域
制限してかつ直流カットを行い同じく前記電圧制御発振
器に帰還する負帰還ループとを具備したＦＭ受信機にお
いて、前記負帰還ループに設けられた第１のスイッチ手
段と、上記ＦＭ復調手段の出力を時定数の大きい高域通
過フィルタと時定数の小さい高域通過フィルタのいずれ
か一方に供給することができる第２のスイッチ手段と、
前記各高域通過フィルタの出力を低域通過フィルタに通
して増幅する手段と、前記ＦＭ復調手段が広帯域選択状
態に切換えられたときは、前記第１のスイッチ手段をオ
フにして前記第２のスイッチ手段を前記時定数の小さい
方の高域通過フィルタ選択状態に切換え、狭帯域選択状
態に切換えられたときは、前記第１のスイッチ手段をオ
ンにして前記第２のスイッチ手段を前記時定数の大きい
方の高域通過フィルタ選択状態に切換える手段とを備え
ている。さらにまたこの発明では、上記の構成に加え
て、音声サブキャリアの選局動作時には、最終出力段で
ミュートを行うミュート手段を設け、また前記第１のス
イッチを強制的にオフする手段を設けている。
振器の出力と入力ＦＭ信号とを掛算して中間周波数信号
に変換し、この中間周波数信号を帯域制限し、この帯域
制限出力をＦＭ復調するＦＭ復調手段と、前記電圧制御
発振器の出力を選局要求に応じた分周比で分周し、分周
出力と基準発振器からの発信出力との位相比較を行いそ
の誤差信号を得、この誤差信号の不要高域成分を制限し
て低域成分を得、前記電圧制御発振器の制御端子に帰還
する位相同期ループと、前記ＦＭ復調手段の出力を帯域
制限してかつ直流カットを行い同じく前記電圧制御発振
器に帰還する負帰還ループとを具備したＦＭ受信機にお
いて、前記負帰還ループに設けられた第１のスイッチ手
段と、上記ＦＭ復調手段の出力を時定数の大きい高域通
過フィルタと時定数の小さい高域通過フィルタのいずれ
か一方に供給することができる第２のスイッチ手段と、
前記各高域通過フィルタの出力を低域通過フィルタに通
して増幅する手段と、前記ＦＭ復調手段が広帯域選択状
態に切換えられたときは、前記第１のスイッチ手段をオ
フにして前記第２のスイッチ手段を前記時定数の小さい
方の高域通過フィルタ選択状態に切換え、狭帯域選択状
態に切換えられたときは、前記第１のスイッチ手段をオ
ンにして前記第２のスイッチ手段を前記時定数の大きい
方の高域通過フィルタ選択状態に切換える手段とを備え
ている。さらにまたこの発明では、上記の構成に加え
て、音声サブキャリアの選局動作時には、最終出力段で
ミュートを行うミュート手段を設け、また前記第１のス
イッチを強制的にオフする手段を設けている。
【００２５】
【作用】上記のような構成によれば、広帯域選択状態に
切換えられたときは、時定数の小さい方のＨＰＦ回路が
選択され、そして、ＦＭ負帰還ループのオンにより低域
の利得が上がった分は、時定数の小さい方のＨＰＦ回路
により抑えられ周波数特性がフラットにされる。これに
より、過変調の場合でも、広帯域選択で問題なく受信で
きる。また、狭帯域選択状態に切換えられたときは、時
定数の大きい方のＨＰＦ回路が選択され、そして、ＦＭ
負帰還がかからないため、後段の時定数が小さいと低域
の利得が下がるので、時定数の大きい方のＨＰＦ回路に
より全体の周波数特性をフラットにしている。これによ
りステレオを受信するときに、狭帯域選択状態として
も、隣接する音声サブキャリアが飛び込んでノイズ音を
発生するというようなことはなくなる。また、音声サブ
キャリアの選局動作時にＦＭ負帰還ループを強制的にオ
フする手段を持つようにすることで、選局時に大きな音
声ノイズが発生することはなく、アナログチューニング
を行い易くなる。
切換えられたときは、時定数の小さい方のＨＰＦ回路が
選択され、そして、ＦＭ負帰還ループのオンにより低域
の利得が上がった分は、時定数の小さい方のＨＰＦ回路
により抑えられ周波数特性がフラットにされる。これに
より、過変調の場合でも、広帯域選択で問題なく受信で
きる。また、狭帯域選択状態に切換えられたときは、時
定数の大きい方のＨＰＦ回路が選択され、そして、ＦＭ
負帰還がかからないため、後段の時定数が小さいと低域
の利得が下がるので、時定数の大きい方のＨＰＦ回路に
より全体の周波数特性をフラットにしている。これによ
りステレオを受信するときに、狭帯域選択状態として
も、隣接する音声サブキャリアが飛び込んでノイズ音を
発生するというようなことはなくなる。また、音声サブ
キャリアの選局動作時にＦＭ負帰還ループを強制的にオ
フする手段を持つようにすることで、選局時に大きな音
声ノイズが発生することはなく、アナログチューニング
を行い易くなる。
【００２６】
【実施例】以下、この発明の一実施例を図面を参照して
説明する。図１はこの発明の一実施例である。図３の回
路と同一部分には同一符号を付して示している。従っ
て、構成の異なる部分を中心に説明することにする。す
なわち、前記ＤＣ遮断回路１８と加算回路１９との間に
は、オン状態及びオフ状態に切り替えられることで、Ｄ
Ｃ遮断回路１８の出力を加算回路１９に供給することを
許容及び遮断するスイッチ３１が介挿接続されている。
説明する。図１はこの発明の一実施例である。図３の回
路と同一部分には同一符号を付して示している。従っ
て、構成の異なる部分を中心に説明することにする。す
なわち、前記ＤＣ遮断回路１８と加算回路１９との間に
は、オン状態及びオフ状態に切り替えられることで、Ｄ
Ｃ遮断回路１８の出力を加算回路１９に供給することを
許容及び遮断するスイッチ３１が介挿接続されている。
【００２７】また、ＦＭ復調回路１４の出力端と増幅回
路１５の間には次のような回路が設けられている。即
ち、ＦＭ復調回路１４の出力端は、スイッチ３２の入力
端に接続され、このスイッチ３２の一方の出力端は、時
定数の大きな高域通過フィルタ（ＨＰＦ）回路３３に接
続され、他方の出力端は、時定数の小さな高域通過フィ
ルタ（ＨＰＦ）回路３４に接続されている。スイッチ３
２の選択動作によりＨＰＦ回路３３、３４のいずれか一
方から出力が得られるが、この出力は、低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）回路３５に入力され、このＬＰＦ回路３５
の出力が増幅回路１５に導かれている。
路１５の間には次のような回路が設けられている。即
ち、ＦＭ復調回路１４の出力端は、スイッチ３２の入力
端に接続され、このスイッチ３２の一方の出力端は、時
定数の大きな高域通過フィルタ（ＨＰＦ）回路３３に接
続され、他方の出力端は、時定数の小さな高域通過フィ
ルタ（ＨＰＦ）回路３４に接続されている。スイッチ３
２の選択動作によりＨＰＦ回路３３、３４のいずれか一
方から出力が得られるが、この出力は、低域通過フィル
タ（ＬＰＦ）回路３５に入力され、このＬＰＦ回路３５
の出力が増幅回路１５に導かれている。
【００２８】上記のシステムにおいて、スイッチ３１、
３２は次のように制御される。即ち、広帯域選択状態に
切換えられたときは、スイッチ３１はオン、スイッチ３
２は時定数の小さい方のＨＰＦ回路３４を選択するよう
に制御される。この状態においては、ＦＭ負帰還ループ
がオンになるために、低域の利得が上がることになる。
そこでＦＭ復調出力の低域利得が上がった分を、時定数
の小さい方のＨＰＦ回路３４により抑え、周波数（ｆ）
特性をフラットにしている。したがって、過変調の場合
には、狭帯域（例えば３００ＫＨｚ）選択状態にしても
問題なく受信できる。
３２は次のように制御される。即ち、広帯域選択状態に
切換えられたときは、スイッチ３１はオン、スイッチ３
２は時定数の小さい方のＨＰＦ回路３４を選択するよう
に制御される。この状態においては、ＦＭ負帰還ループ
がオンになるために、低域の利得が上がることになる。
そこでＦＭ復調出力の低域利得が上がった分を、時定数
の小さい方のＨＰＦ回路３４により抑え、周波数（ｆ）
特性をフラットにしている。したがって、過変調の場合
には、狭帯域（例えば３００ＫＨｚ）選択状態にしても
問題なく受信できる。
【００２９】逆に、狭帯域選択状態に切換えられたとき
は、スイッチ３１はオフされ、スイッチ３２は時定数の
大きい方のＨＰＦ回路３３を選択するように制御され
る。この状態においては、ＦＭ負帰還がかからない。そ
して、後段の時定数が小さいと低域の利得が下がるの
で、時定数の大きい方のＨＰＦ回路３３を選択し、全体
の周波数特性をフラットにすることになる。したがっ
て、ステレオを受信するときは、狭帯域（例えば１５０
ＫＨｚ）選択状態としても、隣接する音声サブキャリア
が飛び込んでノイズ音を発生するというようなことはな
くなる。
は、スイッチ３１はオフされ、スイッチ３２は時定数の
大きい方のＨＰＦ回路３３を選択するように制御され
る。この状態においては、ＦＭ負帰還がかからない。そ
して、後段の時定数が小さいと低域の利得が下がるの
で、時定数の大きい方のＨＰＦ回路３３を選択し、全体
の周波数特性をフラットにすることになる。したがっ
て、ステレオを受信するときは、狭帯域（例えば１５０
ＫＨｚ）選択状態としても、隣接する音声サブキャリア
が飛び込んでノイズ音を発生するというようなことはな
くなる。
【００３０】上記したようにこの実施例によれば、過変
調のために音声出力レベルの歪みが生じることななく、
またステレオ放送を受信したときも隣接する音声サブキ
ャリアによる妨害音も生じることがない。
調のために音声出力レベルの歪みが生じることななく、
またステレオ放送を受信したときも隣接する音声サブキ
ャリアによる妨害音も生じることがない。
【００３１】図２はこの発明の他の実施例である。図１
の回路と同一部分には同一符号を付している。従って、
構成の異なる部分を中心に説明することにする。すなわ
ち、前記増幅回路１５と出力端子１６との間には、音声
をミュートできるミュート回路３６が追加されている。
またこの実施例では、スイッチ３１、３２及びミュート
回路３６を制御する手段も明らかにしている。即ち、４
０はシステム制御部としてのマイクロコンピュータであ
り、バンド切換え制御部４１、選局制御部４２を有す
る。バンド切換え制御部４１は、バンド切換え操作に応
答してスイッチ３１、３２を制御することができ、また
選局制御部４２は選局操作に応答してスイッチ３１及び
ミュート回路３６を制御することができる。
の回路と同一部分には同一符号を付している。従って、
構成の異なる部分を中心に説明することにする。すなわ
ち、前記増幅回路１５と出力端子１６との間には、音声
をミュートできるミュート回路３６が追加されている。
またこの実施例では、スイッチ３１、３２及びミュート
回路３６を制御する手段も明らかにしている。即ち、４
０はシステム制御部としてのマイクロコンピュータであ
り、バンド切換え制御部４１、選局制御部４２を有す
る。バンド切換え制御部４１は、バンド切換え操作に応
答してスイッチ３１、３２を制御することができ、また
選局制御部４２は選局操作に応答してスイッチ３１及び
ミュート回路３６を制御することができる。
【００３２】上記のシステムは、次のように動作する。
バンド幅の切換えはバンド切換え制御部４１の出力によ
って行われるが、この時の動作は、先の実施例と同様に
スイッチ３１、３２が制御される。即ち、広帯域選択状
態に切換えられたときは、スイッチ３１はオン、スイッ
チ３２は時定数の小さい方のＨＰＦ回路３４を選択す
る。そして、ＦＭ負帰還ループのオンにより低域の利得
が上がった分は、時定数の小さい方のＨＰＦ回路３４に
より抑えられ周波数特性がフラットにされる。これによ
り、過変調の場合でも、広帯域選択で問題なく受信でき
る。
バンド幅の切換えはバンド切換え制御部４１の出力によ
って行われるが、この時の動作は、先の実施例と同様に
スイッチ３１、３２が制御される。即ち、広帯域選択状
態に切換えられたときは、スイッチ３１はオン、スイッ
チ３２は時定数の小さい方のＨＰＦ回路３４を選択す
る。そして、ＦＭ負帰還ループのオンにより低域の利得
が上がった分は、時定数の小さい方のＨＰＦ回路３４に
より抑えられ周波数特性がフラットにされる。これによ
り、過変調の場合でも、広帯域選択で問題なく受信でき
る。
【００３３】また、狭帯域選択状態に切換えられたとき
は、スイッチ３１はオフされ、スイッチ３２は時定数の
大きい方のＨＰＦ回路３３を選択する。この状態では、
ＦＭ負帰還がかからないため、後段の時定数が小さいと
低域の利得が下がるので、時定数の大きい方のＨＰＦ回
路３３を選択し、全体の周波数特性をフラットにしてい
る。これによりステレオを受信するときは、狭帯域選択
状態としても、隣接する音声サブキャリアが飛び込んで
ノイズ音を発生するというようなことはなくなる。
は、スイッチ３１はオフされ、スイッチ３２は時定数の
大きい方のＨＰＦ回路３３を選択する。この状態では、
ＦＭ負帰還がかからないため、後段の時定数が小さいと
低域の利得が下がるので、時定数の大きい方のＨＰＦ回
路３３を選択し、全体の周波数特性をフラットにしてい
る。これによりステレオを受信するときは、狭帯域選択
状態としても、隣接する音声サブキャリアが飛び込んで
ノイズ音を発生するというようなことはなくなる。
【００３４】次にこの実施例では、バンド切換えとは無
関係に音声サブキャリア選局操作時にもスイッチ３１を
制御する機能が追加されている。即ち、広帯域選択状態
のもとで、音声サブキャリア選択操作がなされると、オ
ン状態にあるスイッチ３１がオフされ、次に選局動作が
行われ、選局が終了するとスイッチ３１がオンされる。
このようにスイッチ３１がオフしてオンするまでの間
は、ミュート回路３６が制御され音声ミュートがかけら
れる。次に、狭帯域選択状態のもとで、音声サブキャリ
ア選択操作がなされると、オフ状態にあるスイッチ３１
をそのまま維持した状態で、かつミュート回路３６が制
御されて音声ミュートがかけら、選局動作が行われる。
選局が終わると、音声ミュートが解除され、またスイッ
チ３１はオフ状態を維持される。
関係に音声サブキャリア選局操作時にもスイッチ３１を
制御する機能が追加されている。即ち、広帯域選択状態
のもとで、音声サブキャリア選択操作がなされると、オ
ン状態にあるスイッチ３１がオフされ、次に選局動作が
行われ、選局が終了するとスイッチ３１がオンされる。
このようにスイッチ３１がオフしてオンするまでの間
は、ミュート回路３６が制御され音声ミュートがかけら
れる。次に、狭帯域選択状態のもとで、音声サブキャリ
ア選択操作がなされると、オフ状態にあるスイッチ３１
をそのまま維持した状態で、かつミュート回路３６が制
御されて音声ミュートがかけら、選局動作が行われる。
選局が終わると、音声ミュートが解除され、またスイッ
チ３１はオフ状態を維持される。
【００３５】上記のように、この実施例は、上記の実施
例に加えて、選局動作時にＦＭ負帰還ループを強制的に
オフする手段を持つために、選局時に音声ノイズが発生
することはなく、アナログチューニングを行い易くな
る。
例に加えて、選局動作時にＦＭ負帰還ループを強制的に
オフする手段を持つために、選局時に音声ノイズが発生
することはなく、アナログチューニングを行い易くな
る。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
過変調が要求されても歪みの少ない復調出力波形を得、
さらにバンド幅切換えを行い狭帯域を選択しステレオ放
送を受信したときに隣接する音声サブキャリアが飛び込
んだ場合でもノイズを発生しないようにし得、また、ユ
ーザが希望する音声サブキャリアを選局するときに音の
歪みをなくしアナログチューニングを容易にし得る。
過変調が要求されても歪みの少ない復調出力波形を得、
さらにバンド幅切換えを行い狭帯域を選択しステレオ放
送を受信したときに隣接する音声サブキャリアが飛び込
んだ場合でもノイズを発生しないようにし得、また、ユ
ーザが希望する音声サブキャリアを選局するときに音の
歪みをなくしアナログチューニングを容易にし得る。
【図１】この発明に係るＦＭ受信装置の一実施例を示す
回路図。
回路図。
【図２】この発明の他の実施例を示す回路図。
【図３】従来のＦＭ受信装置を示す回路図。
１１…入力端子、１２…ＭＩＸ回路、１３…ＢＰＦ回
路、１４…ＦＭ復調回路、１５…増幅回路、１６…出力
端子、１７…ループフィルタ（ＬＦ）回路、１８…ＤＣ
遮断回路、１９…加算回路、２０…電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）、２１…フィードバックループ、２２…可変分周
回路、２３…位相比較回路、２４…ローカル発振回路、
２５…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路、２６…音声選
局用ＰＬＬ回路、２７…スイッチ、３１，３２…スイッ
チ、３３、３４…高域通過フィルタ（ＨＰＦ）回路、３
５…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路、３６…ミュート
回路、４１…バンド切換え制御部、４２…選局制御部。
路、１４…ＦＭ復調回路、１５…増幅回路、１６…出力
端子、１７…ループフィルタ（ＬＦ）回路、１８…ＤＣ
遮断回路、１９…加算回路、２０…電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）、２１…フィードバックループ、２２…可変分周
回路、２３…位相比較回路、２４…ローカル発振回路、
２５…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路、２６…音声選
局用ＰＬＬ回路、２７…スイッチ、３１，３２…スイッ
チ、３３、３４…高域通過フィルタ（ＨＰＦ）回路、３
５…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路、３６…ミュート
回路、４１…バンド切換え制御部、４２…選局制御部。
Claims (2)
- 【請求項１】 電圧制御発振器の出力と入力ＦＭ信号と
を掛算して中間周波数信号に変換し、この中間周波数信
号を帯域制限し、この帯域制限出力をＦＭ復調するＦＭ
復調手段と、前記電圧制御発振器の出力を選局要求に応
じた分周比で分周し、分周出力と基準発振器からの発振
出力との位相比較を行いその誤差信号を得、この誤差信
号の不要高域成分を制限して低域成分を得、前記電圧制
御発振器の制御端子に帰還する位相同期ループと、前記
ＦＭ復調手段の出力を帯域制限してかつ直流カットを行
い同じく前記電圧制御発振器に帰還する負帰還ループと
を具備したＦＭ受信機において、 前記負帰還ループに設けられた第１のスイッチ手段と、 上記ＦＭ復調手段の出力を時定数の大きい高域通過フィ
ルタと時定数の小さい高域通過フィルタのいずれか一方
に供給する第２のスイッチ手段と、 前記各高域通過フィルタの出力を低域通過フィルタに通
して増幅する手段と、 前記ＦＭ復調手段が広帯域選択状態に切換えられたとき
は、前記第１のスイッチ手段をオフにして前記第２のス
イッチ手段を前記時定数の小さい方の高域通過フィルタ
選択状態に切換え、狭帯域選択状態に切換えられたとき
は、前記第１のスイッチ手段をオンにして前記第２のス
イッチ手段を前記時定数の大きい方の高域通過フィルタ
選択状態に切換える手段とを具備したことを特徴とする
ＦＭ受信機。 - 【請求項２】 電圧制御発振器の出力と入力ＦＭ信号と
を掛算して中間周波数信号に変換し、この中間周波数信
号を帯域制限し、この帯域制限出力をＦＭ復調するＦＭ
復調手段と、前記電圧制御発振器の出力を選局要求に応
じた分周比で分周し、分周出力と基準発振器からの発振
出力との位相比較を行いその誤差信号を得、この誤差信
号の不要高域成分を制限して低域成分を得、前記電圧制
御発振器の制御端子に帰還する位相同期ループと、前記
ＦＭ復調手段の出力を帯域制限してかつ直流カットを行
い同じく前記電圧制御発振器に帰還する負帰還ループと
を具備したＦＭ受信機において、 前記負帰還ループに設けられた第１のスイッチ手段と、 上記ＦＭ復調手段の出力を時定数の大きい高域通過フィ
ルタと時定数の小さい高域通過フィルタのいずれか一方
に供給する第２のスイッチ手段と、 前記各高域通過フィルタの出力を低域通過フィルタに通
して増幅する手段と、 前記ＦＭ復調手段が広帯域選択状態に切換えられたとき
は、前記第１のスイッチ手段をオフにして前記第２のス
イッチ手段を前記時定数の小さい方の高域通過フィルタ
選択状態に切換え、狭帯域選択状態に切換えられたとき
は、前記第１のスイッチ手段をオンにして前記第２のス
イッチ手段を前記時定数の大きい方の高域通過フィルタ
選択状態に切換える手段と、 音声サブキャリアの選局動作期間では、音声ミュートを
行うと共に前記第１のスイッチ手段を強制的にオフする
手段とを具備したことを特徴とするＦＭ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31490094A JPH08172371A (ja) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | Ｆｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31490094A JPH08172371A (ja) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | Ｆｍ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08172371A true JPH08172371A (ja) | 1996-07-02 |
Family
ID=18058994
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31490094A Pending JPH08172371A (ja) | 1994-12-19 | 1994-12-19 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08172371A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20160093768A (ko) * | 2015-01-29 | 2016-08-09 | 한국전자통신연구원 | 필터 뱅크를 이용한 신호 수신 장치 및 방법 |
| CN107077116A (zh) * | 2014-09-29 | 2017-08-18 | 富士机械制造株式会社 | 自动控制装置 |
-
1994
- 1994-12-19 JP JP31490094A patent/JPH08172371A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107077116A (zh) * | 2014-09-29 | 2017-08-18 | 富士机械制造株式会社 | 自动控制装置 |
| CN107077116B (zh) * | 2014-09-29 | 2019-05-03 | 株式会社富士 | 自动控制装置 |
| KR20160093768A (ko) * | 2015-01-29 | 2016-08-09 | 한국전자통신연구원 | 필터 뱅크를 이용한 신호 수신 장치 및 방법 |
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