JPH08172775A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 全波整流用のダイオードブリッジを廃止して
より高効率のスイッチング電源装置を提供すること 【構成】 極性が異なる２つの一次巻線５ａおよび５ｂ
を有するトランス５と、このトランスの２つの一次巻線
とそれぞれ直列に共通の交流電源に接続された２つのト
ランジスタ４ａおよび４ｂと、トランス５の二次巻線の
出力を整流して平滑する整流平滑回路６、７と、交流電
源１の正の半サイクルでは前記２つのトランジスタの一
方４ａをスイッチング駆動するとともに負の半サイクル
では他方４ｂをスイッチング駆動する制御回路９とを備
える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流入力を高い周波数
でスイッチングしてトランスに印加し、トランス二次側
の出力を整流平滑して直流出力を得る絶縁型のスイッチ
ング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種のスイッチング電源装置の基本的
な回路構成を図６に示している。同図（Ａ）に示すよう
に商用電源などの交流電源１をダイオードブリッジ２で
全波整流するとともにコンデンサ３で平滑する。コンデ
ンサ３の平滑出力をトランジスタ４により充分に高い周
波数でスイッチングしてトランス５の一次巻線に印加
し、トランス５の二次巻線の出力をダイオード６とコン
デンサ７にて整流平滑し、負荷８に直流出力を供給す
る。トランジスタ４をスイッチング駆動する制御回路９
は一般にＰＷＭ（パルス幅変調）回路からなり、直流出
力電圧Ｖout と基準電圧Ｖｓとの差に追従してスイッチ
ング駆動のデューティ比を変化させ、出力電圧Ｖout を
安定化させる。

【０００３】この古いタイプのスイッチング電源装置
は、交流入力電圧Ｖinを整流して大容量のコンデンサ３
で平滑することから、コンデンサ入力型と呼ばれてい
る。よく知られているようにコンデンサ入力型の電源装
置では、大型で寿命の短い平滑コンデンサが必要である
という問題点の他に、入力電流が高調波成分の多いパル
ス波形になるという問題点がある。つまり同図（Ｂ）に
示しているように、交流入力電圧Ｖinのピーク付近で幅
の狭い歪んだパルス波形の入力電流Ｉinが平滑コンデン
サ３に流れ込む。このため商用電源周波数５０／６０Ｈ
ｚの２倍、３倍、４倍…の高周波電流が商用電源ライン
に流れてしまう。この高周波電流の発生量を制限する規
制が欧州や日本で始るので、最近では高周波電流対策を
施した各種の回路方式のスイッチング電源装置が開発さ
れている。

【０００４】入力平滑コンデンサをなくしたコンデンサ
・レス方式のスイッチング電源装置の代表的な構成を図
７に示している。同図（Ａ）に示す電源装置では、上記
した図６における入力平滑コンデンサ３を廃止して、ダ
イオードブリッジ２の全波整流出力をトランス５の一次
巻線とトランジスタ４の直列回路に直接印加している。
またトランジスタ４をスイッチング駆動する制御回路９
の構成および動作が図１の装置とは大きく異なる。

【０００５】図７（Ｂ）に示すように、制御回路９は、
交流入力の全波整流電圧波形に追従してスイッチング駆
動のデューティ比を変化させて入力電流波形を入力電圧
波形に近づける制御手段を有する。つまり、入力電流Ｉ
inは電源周波数に同期した間欠パルスではなくて連続的
に流れ、スイッチング周波数のリプルはあるものの、そ
の包絡波形は交流入力電圧波形に近似・同期したほぼ正
弦波になる。したがって力率は０．９５以上に高めるこ
とができ、そのため力率改善方式とも呼ばれている。も
ちろん制御回路９は、直流出力電圧Ｖout と基準電圧Ｖ
ｓとの差に追従してスイッチング駆動のデューティ比を
変化させ、出力電圧Ｖout を安定化させる制御手段も有
している。

【０００６】なお、図７における制御回路９の具体的な
回路構成については、動作メカニズムの異なる各種の方
式が開発されている。また、入力電圧と入力電流に追従
してスイッチング・デューティ比を制御して力率をほと
んど１に近づけることが可能な、アクティブ・フィルタ
方式と呼ばれているスイッチング電源装置も各種開発さ
れている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源装置
が抱える基本的な課題の１つに効率向上がある。この効
率向上という面で図７に示す改善されたコンデンサ・レ
ス方式のスイッチング電源装置を評価したとき、交流入
力を全波整流するダイオードブリッジ２による電力損失
がめだつ。すなわち、整流用ダイオードの順方向降下電
圧は約１ボルトであり、入力電流は２個のダイオードを
直列に流れるので、約２ボルトの電圧降下がダイオード
ブリッジ２で発生する。従って高効率を追及すると、ダ
イオードブリッジ２の電圧降下による電力損失も無視で
きなくなる（全体の消費電力の約２％になる）。

【０００８】本発明は、上記した背景に鑑みてなされた
もので、その目的とするところは、上記した問題を解決
し、全波整流用のダイオードブリッジを廃止してより高
効率のスイッチング電源装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明に係るスイッチング電源装置では、極性
が異なる２つの一次巻線を有するトランスと、このトラ
ンスの２つの一次巻線とそれぞれ直列に共通の交流電源
に接続された２つのスイッチング素子と、前記トランス
の二次巻線の出力を整流して平滑する整流平滑回路と、
前記交流電源の正の半サイクルでは前記２つのスイッチ
ング素子の一方をスイッチング駆動するとともに負の半
サイクルでは他方をスイッチング駆動する制御回路とを
基本構成要素とした。

【００１０】ここで制御回路は、交流電源からの入力電
圧波形に追従してスイッチング駆動のデューティ比を変
化させて入力電流波形を入力電圧波形に近づける制御手
段を有したり、また前記整流平滑回路の出力電圧と基準
電圧との差に追従してスイッチング駆動のデューティ比
を変化させて前記出力電圧を安定化させる制御手段を有
する。

【００１１】

【作用】交流電源の正の半サイクルでは前記トランスの
一方の一次巻線と一方のトランジスタとの直列回路に入
力電流が流れ、負の半サイクルでは前記トランスの他方
の一次巻線と他方のトランジスタとの直列回路に入力電
流が流れる。２つの一次巻線の極性は互いに反対になっ
ているので、トランスの二次巻線には正の半サイクルも
負の半サイクルも同じ極性の出力が発生する。つまり、
正の半サイクルと負の半サイクルで交互に動作する２つ
のトランジスタが整流回路の作用も果している。

【００１２】また、請求項２のように構成した場合に
は、入力電圧が変動すると、それにともないスイッチン
グ駆動のデューティ比が調整される。具体的には入力電
圧が上昇すると、スイッチング素子のオン時間が短くな
るように制御する。これにより、トランスの２時側に出
力される電圧が一定になる。

【００１３】さらに請求項３のように構成した場合に
は、負荷電流の変動などにともない出力電圧が変動する
と、その変動分がフィードバックされてスイッチング駆
動のデューティ比が調整される。すなわち、たとえ入力
電圧が一定であったとしても、上記深電流の変動などに
より出力電圧が変動することがであるが、例えば出力電
圧が減少した場合には、スイッチング素子のオン時間を
長くするように制御し、トランスの二次側にあらわれる
電圧値を上昇させ、上記負荷電流の増加にともない出力
電圧の降下を相殺する。これにより、出力電圧の変動が
抑制され、安定駆動される。

【００１４】

【実施例】以下、本発明に係るスイッチング電源装置の
好適な実施例を添付図面を参照にして詳述する。図１は
本発明の一実施例によるスイッチング電源装置の概略構
成と要部波形を示している。同図に示すように、本実施
例では上記した図７に示す電源装置の回路構成におい
て、全波整流を行うダイオードブリッジ２を省略してい
る。そしてトランス５は極性が互いに反対の２つの一次
巻線５ａ，５ｂを有する。一次巻線５ａはＮＰＮ型トラ
ンジスタ４ａと直列に交流電源１に接続し、一次巻線５
ｂはＰＮＰ型トランジスタ４ｂと直列に同一の交流電源
１に接続している点が異なる。そして、この両トランジ
スタ４ａ，４ｂに対し、制御回路９がオン／オフ制御す
るようになっている。

【００１５】また、上記のように本実施例ではトランジ
スタ４ａ，４ｂを２個設けたため、制御回路９の具体的
な機能も異なる。すなわち、交流入力の正の半サイクル
ではトランジスタ４ａを高い周波数でスイッチング駆動
して一次巻線５ａに入力電流Ｉｍを流し、負の半サイク
ルではトランジスタ４ｂを同じ周波数でスイッチング駆
動して一次巻線５ｂに入力電流Ｉｍを流す。

【００１６】そして、２の一次巻線５ａ，５ｂは、極性
を反転させているため、そこに流れる電流の向きが反転
（一次巻線５ａには正の電流が流れ、一次巻線５ｂには
負の電流が流れる）しても、二次巻線には同一の極性が
発生する。

【００１７】そして、このトランス５の二次巻線の出力
は、従来と同様にダイオード６とコンデンサ７にて整流
平滑され、負荷８に直流出力が供給されるようになって
いる。

【００１８】次に、上記操作を行うための制御回路９の
具体的な構成について説明する。一例を示すと、図２に
示すような構成をとることができる。すなわち、制御回
路９は、交流電源１の全波整流波形を得るためのダイオ
ードブリッジ９１と、交流入力の正の半サイクルと負の
半サイクルを区別する２値信号を得るための極性判定回
路９２と、充分に高い周波数の三角波を発生する発振器
９３と、発振器９３から出力される三角波出力とダイオ
ードブリッジ９１から出力される交流入力の全波整流波
形とを比較してトランジスタ４ａと４ｂのスイッチング
駆動信号をつくるコンパレータ９６と、極性判定回路９
２の出力が正の半サイクルを示すときにコンパレータ９
６からのスイッチング駆動信号をトランジスタ４ａに供
給するゲート９７ａと、極性判定回路９２の出力が負の
半サイクルを示すときにコンパレータ９６からのスイッ
チング駆動信号をトランジスタ４ｂに供給するゲート９
７ｂとを備えている。

【００１９】つまり制御回路９は、交流電源１からの入
力電圧Ｖinの波形に追従してスイッチング駆動のデュー
ティ比を変化させて入力電流Ｉinの波形を入力電圧Ｖin
の波形に近づける制御手段を有している（Ｖinが上昇す
ると、Ｖ１のオン時間（デューティ比）が短くなり、最
終的に二次巻線側にあらわれる電圧を一定にする）。こ
れにより、コンパレータ９６には、図３（Ａ）に示すよ
うに反転入力端子に入力電圧Ｖinが全波整流された電圧
が入力され、非反転入力端子には発振器９３の出力電圧
（三角波）Ｖosが入力され、そこにおいて両者が比較さ
れるので、コンパレータ９６の出力は、発振器出力Ｖos
が高い時のみHighとなり、それがスイッチング信号Ｖ１
となる。

【００２０】そして、このスイッチング信号Ｖ１は、ゲ
ート９７ａ，９７ｂに与えられるので、例えば極性判定
回路９２の判定結果が正（High）の時は、それに接続さ
れるゲート９７ａの入力端子がＨでゲート９７ｂの入力
端子がＬとなる。よって、ゲート９７ａの出力は、スイ
ッチング信号Ｖ１と等価となり、スイッチング信号Ｖ１
に基いてトランジスタ４ａがオン／オフされる。また、
ゲート９７ｂの出力は、スイッチ具信号Ｖ１の状態に関
係なくＬとなり、トランジスタ４ｂはオフのままとな
る。一方、極性判定回路９２の判定結果が負（Ｌow）の
時は、上記と逆の動作となる。

【００２１】なお言うまでもないが、制御回路９の電圧
波形検出用のダイオードブリッジ９１には微小な電流し
か流す必要はなく、主電流が流れる従来のダイオードブ
リッジ２（図６，図７）にような電力損失の問題はまっ
たくない。

【００２２】図４は、制御回路９の別の回路構成を示し
ている。この制御回路９は、交流電源１の全波整流波形
を得るためのダイオードブリッジ９１と、交流入力の正
の半サイクルと負の半サイクルを区別する２値信号を得
るための極性判定回路９２と、充分に高い周波数の三角
波を発生する発振器９３と、負荷８に供給される直流出
力電圧Ｖout と基準電圧Ｖｓとの差を増幅する誤差増幅
器９４と、発振器９３からの三角波出力から誤差増幅器
９４の出力分を差し引く（三角波の基準レベルを変化さ
せる）減算器９５と、減算器９５から出力される三角波
とダイオードブリッジ９１から出力される交流入力の全
波整流波形とを比較してトランジスタ４ａと４ｂのスイ
ッチング駆動信号をつくるコンパレータ９６と、極性判
定回路９２の出力が正の半サイクルを示すときにコンパ
レータ９６からのスイッチング駆動信号をトランジスタ
４ａに供給するゲート９７ａと、極性判定回路９２の出
力が負の半サイクルを示すときにコンパレータ９６から
のスイッチング駆動信号をトランジスタ４ｂに供給する
ゲート９７ｂとを備えている。

【００２３】つまり制御回路９は、上記した図２に示す
交流電源１からの入力電圧Ｖinの波形に追従してスイッ
チング駆動のデューティ比を変化させて入力電流Ｉinの
波形を入力電圧Ｖinの波形に近づける制御手段に加え、
整流平滑回路（ダイオード６とコンデンサ７）の出力電
圧Ｖout と基準電圧Ｖｓとの差に追従してスイッチング
駆動のデューティ比を変化させて出力電圧Ｖout を安定
化させる制御手段を有し、より安定した駆動を行うよう
になっている。

【００２４】すなわち、仮に負荷電流が大きくなり、出
力電圧Ｖout が低下すると、誤差増幅器９４にて基準電
圧Ｖs と比較され、Ｖs よりも小さくなると誤差増幅器
９４の出力Ｖe は負になる。すると、図５（Ａ）に示す
ように、減算器９５にて発振器９３の出力Ｖosから負の
出力電圧Ｖe を引くことにより結局減算器９５の出力Ｖ
os′は、発振器９３の出力Ｖosよりも高くなる。従っ
て、たとえ入力電圧Ｖinが同じであっても、三角波Ｖo
s′が入力電圧Ｖinよりも大きくなる機関が長くなるの
で、同図（Ｂ）に示すように、スイッチング信号Ｖ１の
デューティ比が長くなる（同図中破線で示す）。よっ
て、トランス５の二次側にあらわれる、出力電圧Ｖout
が上昇し（負荷電流の増加に伴う電圧降下分だけ上
昇）、所望の電圧値を保つ。尚、逆の場合には、上記と
反対の動作が行われ、やはり、出力電圧Ｖout の電圧変
動が抑えられる。

【００２５】

【発明の効果】以上のように、本発明に係るスイッチン
グ電源装置では、交流入力の正の半サイクルと負の半サ
イクルで交互にスイッチング駆動される２つのトランジ
スタが整流回路の役割も果しているので、従来不可欠で
あった交流入力を全波整流するためのダイオードブリッ
ジを完全になくすことができる。したがって、整流ダイ
オードの順方向降下電圧による電力損失がなくなり、従
来より効率の高いスイッチング電源装置を実現できる。
効率が向上すると、その分だけ装置の発熱が減り、した
がって装置全体を小型に構成できるし、これを応用装置
に組込む際の実装構造や放熱対策が簡単になる。

【００２６】また、請求項２のように構成すると、入力
電圧が変動してもそれに追従してスイッチング素子のオ
ン時間を制御することにより、出力電圧が一定に保たれ
る。さらに請求項３のように構成すると、負荷電流の変
動などにともない出力電圧が変動しようとしたも、その
出力電圧の変動がフィードバックされてその変動分に応
じてスイッチング素子のオン時間が変更され、出力電圧
の変動がより確実に抑制される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例によるスイッチング電源装置
の構成と要部波形を示す図である。

【図２】同上実施例装置における制御回路の具体的な構
成例を示す図である。

【図３】図２に示す回路の動作を説明する図である。

【図４】制御回路の別の構成例を示す図である。

【図５】図２に示す回路の動作を説明する図である。

【図６】従来のコンデンサ入力型のスイッチング電源装
置の構成と要部波形を示す図である。

【図７】従来のコンデンサ・レス方式のスイッチング電
源装置の構成と要部波形を示す図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ４ａ，４ｂ トランジスタ（スイッチング素子） ５ トランス ５ａ，５ｂ 一次巻線 ６ ダイオード ７ コンデンサ ８ 負荷 ９ 制御回路 ９１ 電圧波形検出用ダイオードブリッジ ９２ 極性判定回路 ９３ 発振器 ９４ 誤差増幅器 ９５ 減算器 ９６ コンパレータ ９７ａ，９７ｂ ゲート

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 極性が異なる２つの一次巻線を有するト
   ランスと、 このトランスの２つの一次巻線とそれぞれ直列に共通の
   交流電源に接続された２つのスイッチング素子と、 前記トランスの二次巻線の出力を整流して平滑する整流
   平滑回路と、 前記交流電源の正の半サイクルでは前記２つのスイッチ
   ング素子の一方をスイッチング駆動するとともに負の半
   サイクルでは他方をスイッチング駆動する制御回路とを
   備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記制御回路は、前記交流電源からの入
   力電圧波形に追従してスイッチング駆動のデューティ比
   を変化させて入力電流波形を入力電圧波形に近づける制
   御手段を有することを特徴とする請求項１に記載のスイ
   ッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記制御回路は、前記整流平滑回路の出
   力電圧と基準電圧との差に追従してスイッチング駆動の
   デューティ比を変化させて前記出力電圧を安定化させる
   制御手段を有することを特徴とする請求項１または請求
   項２に記載のスイッチング電源装置。