JPH0817341B2

JPH0817341B2 - 自動利得制御方式

Info

Publication number: JPH0817341B2
Application number: JP62192219A
Authority: JP
Inventors: 茂男赤沢; 政治森; 昌宏浜津
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1987-07-31
Filing date: 1987-07-31
Publication date: 1996-02-21
Anticipated expiration: 2011-02-21
Also published as: JPS6436224A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明はスペクトラム拡散受信機に係わり、特にその
自動利得制御方式の改良に関する。

［発明の概要］スペクトラム拡散受信機において、例えば相関器は２
つのコンボルバから成り、夫々の相関出力が可変利得増
幅器を介して復調器に与えられ、その復調出力に応じて
上記２つの増幅器の利得が制御されるようになってい
る。

［従来の技術］スペクトラム拡散受信機において採られている従来の
自動利得制御方式の一例を第４図に示す。同図におい
て、１は相関器、２はIF増幅器、３は相関検波器、４は
AGC増幅器である。

相関器１には受信されたスペクトラム拡散信号Ｓが入
力され、その相関出力はIF増幅器２を介して相関検波器
３に与えられる。

相関検波器３の出力は第５図に示すような相関スパイ
クＡである。この相関スパイクＡが大きい場合、AGC増
幅器４の出力レベルが大きくなるので、IF増幅器２の利
得を下げるように制御する。

一方、相関スパイクＡのレベルが小さい場合は、AGC
増幅器４の出力レベルは小さいので、IF増幅器２の利得
を上げるように制御する。

［発明が解決しようとする問題点］而して上述した従来の自動利得制御方式ではIF増幅器
の出力を検波する相関検波器を用いており、例えば相関
器２として２つのコンボルバを使用する場合、夫々のコ
ンボルバからの相関出力を検波するため、２つの相関検
波器を必要とすることになるので、回路構成が複雑かつ
高価となるのは避け難い。

またこの場合、IF増幅器も２つになるので、各増幅器
を個別に利得制御するため、２つのAGC増幅器を用いな
ければならず、この点からも回路構成の複雑化は免れ得
ない。

従って本発明の目的はスペクトラム拡散受信機におい
て少なくとも２つの相関出力を発生するタイプの相関器
を用いる場合に好適な自動利得制御方式を提供するにあ
る。

［問題点を解決するための手段］本発明は上記目的を達成するため、各相関出力を増幅
する２つの可変利得増幅器の出力を復調する復調器の復
調出力に応じて上記各増幅器の利得を制御することを要
旨とする。

［作用］本発明の自動利得制御方式をとるスペクトラム拡散受
信機において、各相関出力を増幅する可変利得増幅器の
利得はその増幅出力ではなく、夫々の単一復調出力に応
じて制御されるので、従来のような相関検波器は不要で
ある。また、上記各増幅器の利得制御は単一の復調出力
に応答して同時に行われるので、夫々の増幅器に対し単
一のAGC回路を設ければよい。

［実施例］以下図面に示す実施例を参照して復調器として掛算器
を用いる場合について本発明を説明すると、第１図は本
発明によるスペクトラム拡散受信機の一実施例の基本的
構成を示す。同図において、５及び６はコンボルバ、７
及び８は掛算器、９は移相器、10及び11は可変利得増幅
器、12は復調器としての掛算器、13はローパスフィル
タ、14は自動利得制御回路である。

受信されたスペクトラム拡散信号Ｓはコンボルバ5,6
の一方の入力に印加され、他方の入力には第１及び第２
の基準信号R_f1，R_f2が印加される。

スペクトラム拡散信号ＳのRFキャリア信号と同一周波
数のCW信号CW₁が移相器９及び掛算器７の一方の入力に
与えられる。移相器９はCW信号CW₁を所定の値、例えば9
0°移相して掛算器８の一方の入力に与える。

掛算器7,8の他方の入力には夫々復調に必要なPN符号
▲▼，▲▼が与えられており、各掛算器7,
8の出力が第１及び第２の基準信号R_f1，R_f2となる。

コンボルバ5,6は夫々スペクトラム拡散信号Ｓと、第
１、第２の基準信号R_f1，R_f2との相関をとり、各相関出
力V_c1，V_c2は増幅器10,11を介して掛算器12に印加さ
れ、該掛算器の出力はローパスフィルタ13に与えられ
て、データ復調信号V_fを得る。

次に上記の構成により受信されたスペクトラム拡散信
号Ｓからデータ復調信号V_fが得られることを説明する。

受信されたスペクトラム拡散信号ＳはＳ＝Vd（ｔ）＝P₁（ｔ）SIN（ω_０ｔ）＋Ａ・P₂（ｔ）C
OS（ω_０ｔ） …（１）で表される。ここで、P₁（ｔ），P₂（ｔ）は夫々送信側
で変調時に使用される第1,第２のPN符号、Ａはデータで
１あるいは−１であり、信号Ｓは２つのコンボルバに等
しく与えられる。

２つのコンボルバに入力される第1,第２の基準信号R
_f1，R_f2は、 R_f1＝V_r1（ｔ）＝▲▼COS（ω_０ｔ） …
（２） R_f2＝V_r2（ｔ）＝▲▼SIN（ω_０ｔ＋θ）
…（３）と表される。ここで、▲▼，▲▼
は夫々復調時に使用される受信側のPN符号▲▼，
▲▼で、送信側のP₁（ｔ），P₂（ｔ）のミラーイ
メージ（時間反転信号）である。

２つのコンボルバの各々の出力V_c1，V_c2は V_c1（ｔ）＝CONV｛Vd（ｔ），V_r1（ｔ）｝ ……（４） V_c2（ｔ）＝CONV｛Vd（ｔ），V_r2（ｔ）｝ ……（５）である。ここでCONV｛V₁（ｔ），V₂（ｔ）｝は２つの入
力V₁（ｔ），V₂（ｔ）のコンボリューションを表し、 V₁（ｔ）＝COS（ω_０ｔ） …（６） V₂（ｔ）＝COS（ω_０ｔ＋θ） …（７）とすると、コンボルバ出力CONV｛V₁（ｔ），V₂（ｔ）｝
は CONV｛V₁（ｔ），V₂（ｔ）｝＝η・COS（２ω_０ｔ＋θ
＋φ） …（８）となる。但しηはコンボルバの効率、φはコンボルバに
固有の付加的な位相であり、一方の入力V₂（ｔ）の位相
変化θがそのまま出力に現われることがわかる。

さて、P₁（ｔ）と▲▼、P₂（ｔ）と▲
▼の相互相関は小さいので、 V_c1（ｔ）≒CONV｛P₁（ｔ）SIN（ω_０ｔ），▲
▼COS（ω_０ｔ）｝ …（９） V_c2（ｔ）≒CONV｛Ａ・P₂（ｔ）COS（ω_０ｔ），▲
▼SIN（ω_０ｔ＋θ）｝ …（10）としても大きな誤差はない。（９），（10）を更に解く
と、 V_c1（ｔ）＝η_１・R₁（ｔ）・COS（２ω_０ｔ＋φ_１）…
（11） V_c2（ｔ）＝η_２・Ａ・R₂（ｔ）・COS（２ω_０ｔ＋
φ_２） …（12）となる。ここで、R₁（ｔ），R₂（ｔ）は夫々P₁（ｔ）と
▲▼，P₂（ｔ）と▲▼のコンボリ
ューション、φ_１，φ_２は各コンボルバに固有の付加的
位相である。

V_c1（ｔ）とV_c2（ｔ）の掛算後の出力Vm（ｔ）は Vm（ｔ）＝V_c1（ｔ）・V_c2（ｔ）＝η_１・η_２・Ａ・R₁（ｔ）・R₂（ｔ）・COS
（２ω_０ｔ＋φ_１）・COS（２ω_０ｔ＋θ＋φ_２）…（1
3）（13）式で θ＋φ_２＝φ_１−π/2 …（14）であるとすると、 Vm（ｔ）＝η_１・η_２・Ａ・R₁（ｔ）・R₂（ｔ）・SIN
（２ω_０ｔ＋φ_１）・COS（２ω_０ｔ＋φ_１−π/2）
＝η_１・η_２・Ａ・R₁（ｔ）・R₂（ｔ）・SIN
²（２ω_０ｔ＋φ_１） …（15）である。このVm（ｔ）をローパスフィルタに通して得ら
れる復調信号V_f（ｔ）は、 V_f（ｔ）＝η_１・η_２・Ａ・R₁（ｔ）・R₂（ｔ） …（1
6）となる。

第２図はφ_１＝φ_２の場合のV_c1（ｔ），V_c2（ｔ）及
びV_f（ｔ）の一例を示すもので、同図及び（16）式から
第１図の構成によってデータ復調が可能なことがわか
る。

さて、上述したスペクトラム拡散受信機において、本
発明は可変利得増幅器10,11の出力が飽和しないように
するため、その利得を制御するべく、自動利得制御回路
14を、ローパスフィルタ13と増幅器10,11との間に設
け、掛算器12の掛算出力に応じて増幅器10,11の利得を
制御するように構成する。

而して本発明においては、上述の構成から明らかなよ
うに、従来のように増幅器10,11の出力を直接検出して
利得制御を行うのではなく、その後段の掛算出力に応じ
て間接的に行っている。

第１図のスペクトラム拡散受信機では相関器が２つの
コンボルバから成り、しかも夫々の相関出力が１つの掛
算器に入力されて復調出力として１つの掛算出力を得る
構成となっている。そこで本発明の利得制御方式はこの
ような相関復調システムの構成に着目し、上述のように
上記単一の掛算出力に応じて利得制御回路14が増幅器1
0,11の利得を同時に制御するものである。

なお、本発明の利得制御方式は、相関器として２つの
コンボルバを用いるものだけでなく、少なくとも２つの
相関出力を発生する機能を有するもの全てに適用可能な
こと明らかである。

また、復調器に第３図に示すような加算器と減算器を
用いたスペクトラム拡散受信機においても以下に示すよ
うにコンボルバ5,6の各出力V_c1（ｔ），V_c2（ｔ）を加
減算せしめるようにすれば、第１図と同様の自動制御方
式が適用されることは明らかである。

即ち、第３図で、V_c1（ｔ）とV_c2（ｔ）とを加算して
得られる信号をVa（ｔ）とすると、 Va（ｔ）＝η_１・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋φ_１）＋
η_２・R₂（ｔ）・COS（２ω_０ｔ＋θ＋φ_２） …（17） V_c1からV_c2を減算して得られる信号をVs（ｔ）とする
と、 Vs（ｔ）＝η_１・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋φ_１）−
η_２・R₂（ｔ）・COS（２ω_０ｔ＋θ＋φ_２） …（18）ここで、（14）式及びη_１＝η_２，R₁（ｔ）＝R
₂（ｔ）とすると、 Va（ｔ）＝η_１・Ａ・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋
φ_１）＋η_１・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋φ_１）＝η_１・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋φ_１）・
（Ａ＋１） …（19） Vs（ｔ）＝η_１・Ａ・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋
φ_１）−η_１・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋φ_１）＝η_１・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋φ_１）・
（Ａ＋１） …（20）（19），（20）式より、Ａ＝１の時、 Va（ｔ）＝２・η_１・R₁（ｔ）・SIN（２ω_０ｔ＋φ
_１）,Vs（ｔ）＝０ …（21）Ａ＝−１の時、 Va（ｔ）＝0,Vs（ｔ）＝−２・η_１・R₁（ｔ）・SIN
（２ω_０ｔ＋φ_１） …（22）となり、Va（ｔ）とVs（ｔ）をLPF14,15によってエンベ
ロープ検波することにより、Ａ＝１と、Ａ＝−１の場合
の出力を得ることができるので、この出力をオア回路16
を介してAGC増幅器17に送る。

［発明の効果］以上説明した所から明らかなように本発明によれば、
従来のように相関器として２つのコンボルバを使用して
いても各増幅器の相関出力を検波することは不要であ
り、しかも各増幅器の利得を個々に制御するのではな
く、同時に単一の掛算出力を以って制御すればよいの
で、回路構成が簡単かつ安価となり、実用上の効果顕著
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
その動作説明用波形図、第３図は本発明の他の実施例を
示すブロック図、第４図は従来のスペクトラム拡散受信
機の利得制御方式、第５図は第４図における相関スパイ
ク波形図を示すブロック図である。 5,6……コンボルバ、7,8,12……掛算器、10,11……可変
利得増幅器、14……自動利得制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】相関器により受信されたスペクトラム拡散
信号と基準信号との相関をとり、その相関出力からデー
タを復調するスペクトラム拡散受信機において、上記相
関器は２つの相関出力を発生する手段を有し、各相関出
力を増幅する２つの可変利得増幅器の出力を復調する復
調器の復調出力に応じて上記各増幅器の利得を制御する
ことを特徴とする自動利得制御方式。
【請求項２】上記復調器が掛算器であることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の自動利得制御方式。
【請求項３】上記復調器が加算器と減算器とから成り、
２つの相関出力が加算器及び減算器に与えられるように
構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の自動利得制御方式。