JPH08190435A - 安定化電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 安定化電源回路において、その出力電圧に含
まれるノイズを低減するとともに、電源投入時の立ち上
がりを速くする。 【構成】 定電圧回路１と、立ち上がりの速い出力電圧
を出力する電圧回路とを設ける。電圧比較回路５０と、
スイッチング用のトランジスタＱ55とを設ける。定電圧
回路１は、その出力電圧ＶOUTに含まれるノイズを除去
するコンデンサＣ12が、インピーダンスの高い電圧ライ
ンに接続される。定電圧回路１の出力電圧ＶOUTと、電
圧回路の出力電圧とが、電圧比較回路５０において電圧
比較される。この電圧比較の比較出力が、スイッチング
用のトランジスタＱ55にそのオン・オフの制御信号とし
て供給される。定電圧回路１の立ち上がり時、スイッチ
ング用のトランジスタＱ55を通じてコンデンサＣ12が充
電される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電源投入時における
立ち上がり特性を改善した安定化電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】安定化電源回路（定電圧回路）は、例え
ば図５に示すように構成することができる。すなわち、
Ｑ11は出力電圧の制御用のトランジスタを示し、そのコ
レクタが電圧入力端子Ｔ1に接続され、そのエミッタが
出力端子Ｔ2に接続される。なお、入力端子Ｔ1の入力電
圧ＶINは、例えば3.5〜５Ｖである。

【０００３】また、１１は起動回路を示し、入力端子Ｔ
1と、接地との間に、抵抗器Ｒ11と、ダイオード接続さ
れたトランジスタＱ12のコレクタ・エミッタ間とが直列
接続され、抵抗器Ｒ11およびトランジスタＱ12の接続中
点が、トランジスタＱ13のベースに接続され、そのエミ
ッタが抵抗器Ｒ12を通じて接地され、そのコレクタがト
ランジスタＱ14のコレクタに接続される。

【０００４】このトランジスタＱ14は、トランジスタＱ
15とともに、入力端子Ｔ1を基準電位点としてカレント
ミラー回路１２を構成しているもので、トランジスタＱ
14が入力側、トランジスタＱ15が出力側とされる。そし
て、トランジスタＱ15のコレクタがトランジスタＱ11の
ベースに接続される。

【０００５】また、トランジスタＱ11のエミッタにトラ
ンジスタＱ16のベースが接続され、このトランジスタＱ
16のコレクタ・エミッタ間が、トランジスタＱ13のコレ
クタ・エミッタ間に並列接続される。

【０００６】さらに、トランジスタＱ11の出力電圧を制
御する制御回路１３が、カレントミラー回路１４、１５
により構成される。すなわち、トランジスタＱ17〜Ｑ19
により接地を基準電位点としてカレントミラー回路１４
が構成される。この場合、トランジスタＱ17が入力側、
トランジスタＱ18、Ｑ19が出力側とされる。また、トラ
ンジスタＱ19のベース・エミッタ間の接合面積は、トラ
ンジスタＱ17のそれのｎ倍（ｎ＞１）、例えば５倍とさ
れるとともに、トランジスタＱ19にはエミッタ抵抗器Ｒ
13が接続される。

【０００７】そして、トランジスタＱ17のコレクタが、
抵抗器Ｒ14を通じてトランジスタＱ11のエミッタに接続
され、トランジスタＱ18のコレクタがトランジスタＱ21
のコレクタに接続される。

【０００８】このトランジスタＱ21は、トランジスタＱ
22とともに、トランジスタＱ11のエミッタを基準電位点
としてカレントミラー回路１５を構成しているもので、
このとき、トランジスタＱ21が入力側、トランジスタＱ
22が出力側とされる。

【０００９】そして、トランジスタＱ19、Ｑ22のコレク
タが、トランジスタＱ23のベースに接続され、そのエミ
ッタが接地され、そのコレクタがトランジスタＱ15のコ
レクタに接続される。また、出力端子Ｔ2と接地との間
に、コンデンサＣ11が接続される。

【００１０】このような構成において、入力端子Ｔ1に
入力電圧ＶINが供給されると、抵抗器Ｒ11およびトラン
ジスタＱ12によりバイアスされてトランジスタＱ13がオ
ンとなり、トランジスタＱ14にコレクタ電流が流れる。
そして、トランジスタＱ14にコレクタ電流が流れると、
トランジスタＱ14、Ｑ15はカレントミラー回路１２を構
成しているので、トランジスタＱ15にもコレクタ電流Ｉ
15が流れる。

【００１１】すると、このコレクタ電流Ｉ15は、トラン
ジスタＱ11のベースに流れ込むので、トランジスタＱ11
がオンとなり、出力端子Ｔ2に出力電圧ＶOUTが取り出さ
れる。つまり、この定電圧回路は起動したことになる。

【００１２】そして、出力電圧ＶOUTが得られると、こ
の電圧ＶOUTによりトランジスタＱ16がオンとなり、こ
れによりトランジスタＱ13はオフとなる。しかし、トラ
ンジスタＱ16がオンとなることにより、トランジスタＱ
14にコレクタ電流が流れ、トランジスタＱ11のベースに
コレクタ電流Ｉ15が流れるので、トランジスタＱ11のオ
ン状態は保持される。すなわち、この定電圧回路は起動
すると、以後、出力電圧OUTの得られる状態が保持され
る。

【００１３】そして、出力電圧ＶOUTが得られるように
なると、その出力電圧ＶOUTは、制御回路１３により規
定値Ｖ0に制御される。すなわち、出力電圧ＶOUTが得ら
れると、この電圧ＶOUTにより抵抗器Ｒ14には電流が流
れるようになるが、 Ｉ14：抵抗器Ｒ14を流れる電流 Ｖ17：トランジスタＱ17のベース・エミッタ間電圧 とすると、 Ｉ14＝（ＶOUT−Ｖ17）／Ｒ14 ・・・ (1) である。

【００１４】そして、この電流Ｉ14はトランジスタＱ17
のコレクタ電流でもあるとともに、トランジスタＱ17、
Ｑ18はカレントミラー回路１４を構成している。また、
トランジスタＱ18のコレクタ電流はトランジスタＱ21の
コレクタ電流でもあるとともに、トランジスタＱ21、Ｑ
22はカレントミラー回路１５を構成している。

【００１５】したがって、 Ｉ22：トランジスタＱ22のコレクタ電流 とすれば、 Ｉ22＝Ｉ14 となる。

【００１６】したがって、図４に示すように、電流Ｉ14
が変化すると、電流Ｉ22は電流Ｉ14に対して１：１の割
り合いで直線的に変化することになる。

【００１７】また、トランジスタＱ17とトランジスタＱ
19もカレントミラー回路１４を構成するとともに、トラ
ンジスタＱ19のベース・エミッタ間面積は、トランジス
タＱ17のそれの例えば５倍とされている。したがって、
図４に破線で示すように、電流Ｉ14が変化すると、電流
Ｉ19は電流Ｉ14に対して１：５の割り合いで変化するこ
とになる。

【００１８】しかし、トランジスタＱ19にはエミッタ抵
抗器Ｒ13が接続されているので、電流Ｉ14が大きくなっ
て電流Ｉ19が大きくなると、抵抗器Ｒ13における電圧降
下が無視できなくなり、電流Ｉ19は、図４に実線で示す
ように、増加率が次第に低下する。そして、 Ｉ14＝Ｉ0（Ｉ0は、所定の設定値） のとき、 Ｉ19＝Ｉ22 となる。

【００１９】すなわち、 Ｉ14＜Ｉ0の場合 ・・・ Ｉ19＞Ｉ22 Ｉ14＝Ｉ0の場合 ・・・ Ｉ19＝Ｉ22 Ｉ14＞Ｉ0の場合 ・・・ Ｉ19＜Ｉ22 となる。

【００２０】そして、出力電圧ＶOUTが高くなると、(1)
式から明らかなように電流Ｉ14が増加する。そして、電
流Ｉ14が増加しての状態になると、電流Ｉ19と電流Ｉ
22との差分（Ｉ22−Ｉ19）が、トランジスタＱ23のベー
スに流れ、これによりトランジスタＱ23がオンとなり、
そのコレクタに電流Ｉ23が流れる。

【００２１】そして、このコレクタ電流Ｉ23は、トラン
ジスタＱ11のベースに流れ込むコレクタ電流Ｉ15が分流
したものであるから、トランジスタＱ11のベース電流
は、電流Ｉ23の大きさだけ少なくなり、この結果、出力
電圧ＶOUTは低下する。

【００２２】一方、出力電圧ＶOUTが低くなると、電流
Ｉ14が減少する。そして、電流Ｉ14が減少してあるい
はの状態になると、電流Ｉ22のすべてが、トランジス
タＱ19のコレクタに流れ込んでコレクタ電流Ｉ19となる
ので、トランジスタＱ23はオフとなる。したがって、ト
ランジスタＱ15のコレクタ電流Ｉ15はすべてトランジス
タＱ11のベース電流となるので、結果として出力電圧Ｖ
OUTは上昇する。

【００２３】したがって、定常時には、の状態に保持
され、出力電圧ＶOUTは、電流Ｉ14が所定の設定値Ｉ0と
なるような電圧Ｖ0に安定化される。すなわち、この電
源回路は定電圧回路として動作する。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】上述の定電圧回路は、
安定度に優れ、アイドル電流も小さいという長所があ
る。また、コンデンサＣ11を除いてＩＣ化することもで
きる。

【００２５】ところが、上述の定電圧回路は、出力端子
Ｔ2におけるノイズが大きいという短所がある。そし
て、そのようなノイズが出力電圧ＶOUTに含まれている
と、この出力電圧ＶOUTを電圧変動に敏感な回路、例え
ばＶＣＯの電源電圧として使用すると、ＶＣＯとしての
動作が影響されてしまう。

【００２６】このため、この定電圧回路においては、コ
ンデンサＣ11を接続して出力電圧ＶOUTに含まれるノイ
ズを除去するようにしている。

【００２７】しかし、この方法の場合には、定電圧回路
としての安定度が高いほど、電圧ライン（出力端子Ｔ
2）のインピーダンスが低くなるので、オーディオ帯域
の低い周波数のノイズ成分まで小さくしようとすると、
コンデンサＣ11を大容量、例えば100μＦ以上とする必
要がある。

【００２８】ところが、そのように大容量のコンデンサ
Ｃ11は、この定電圧回路を有する機器の小型化を妨げる
とともに、コストアップとなってしまう。

【００２９】そこで、例えば図６に示すように、コンデ
ンサＣ11の代わりに、トランジスタＱ11のエミッタと、
トランジスタＱ22、Ｑ19のコレクタとの間に、コンデン
サＣ12が接続された定電圧回路もある。

【００３０】すなわち、このコンデンサＣ12の接続位置
においては、電圧ラインのインピーダンスが高いので、
コンデンサＣ12の容量が小さくても、低い周波数のノイ
ズ成分を除去することができる。ちなみに、コンデンサ
Ｃ12の容量は１〜２μＦでよい。

【００３１】しかし、この定電圧回路の場合には、コン
デンサＣ12の容量が小さくても、電圧ラインのインピー
ダンスが高いので、電圧ラインのインピーダンスと、コ
ンデンサＣ12との時定数が大きくなり、図３に実線６０
として示すように、入力端子Ｔ1に入力直流電圧ＶINが
供給されてから、出力電圧ＶOUTが設定値に安定するま
での立ち上がり時間が長くなってしまう。例えば100〜1
50ｍ秒となってしまう。

【００３２】そして、出力電圧ＶOUTの立ち上がり時間
が長くなると、機器が正常に動作するようになるまでの
時間が長くなるので、種々の問題を生じてしまう。例え
ばラジオ受信機において、電源スイッチをオンにしてか
ら音が出るまでの時間が長くなってしまう。

【００３３】あるいはコードレス電話機の子機において
は、待機時、受信回路を60ｍ秒程度動作状態として親機
からの接続要求をチェックする動作と、２秒程度の期
間、ほとんどすべての回路の電源をオフにする動作とを
交互に繰り返し、これにより、待機時の消費電流を低減
しているが、その間欠受信時における通電時間を長くし
なければならないので、消費電流が増加して待機時間や
通話時間が短くなってしまう。

【００３４】また、図５の定電圧回路においても、出力
電圧ＶOUTの電圧ラインに、大きな容量のコンデンサＣ1
1が接続されるので、電圧ラインのインピーダンスが小
さくても、そのインピーダンスと、コンデンサＣ11との
時定数が大きくなり、やはり出力電圧ＶOUTの立ち上が
り時間が長くなってしまう。

【００３５】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００３６】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、定電圧回路１と、立ち上がりの速い出力電圧ＶOUT2
を出力する電圧回路２と、電圧比較回路５０と、スイッ
チング用のトランジスタＱ55とを有し、定電圧回路１
は、その出力電圧ＶOUTに含まれるノイズを除去するコ
ンデンサＣ12が、インピーダンスの高い電圧ラインに接
続され、定電圧回路１の出力電圧ＶOUTと、電圧回路２
の出力電圧ＶOUT2とが、電圧比較回路５０において電圧
比較され、この電圧比較の比較出力が、スイッチング用
のトランジスタＱ55にそのオン・オフの制御信号として
供給され、定電圧回路１の立ち上がり時、スイッチング
用のトランジスタＱ55を通じてコンデンサＣ12が充電さ
れるようにしたものである。

【００３７】

【作用】電圧比較回路５０において、定電圧回路１の出
力電圧ＶOUTが、定電圧回路２の出力電圧ＶOUT2を基準
電圧として電圧比較される。この電圧比較の比較出力に
より、出力電圧ＶOUTが所定値に達するまで、スイッチ
ング用トランジスタＱ55がオンとされ、このトランジス
タＱ55を通じてノイズ除去用コンデンサＣ12が充電され
る。

【００３８】

【実施例】図１および図２は、この発明の一例を示し、
図１の*1、*2と、図２の*1、*2とが互いにつながる。

【００３９】そして、これらの図において、トランジス
タＱ11、Ｑ13〜Ｑ23、抵抗器Ｒ12〜Ｒ14、コンデンサＣ
11、Ｃ12が、図５および図６の定電圧回路と同様に接続
されて第１の定電圧回路（安定化電源回路）１が構成さ
れる。

【００４０】ただし、この場合、コンデンサＣ11の容量
は、図５の定電圧回路のコンデンサＣ11に比べて十分に
小さな容量、例えば１μＦとされる。また、コンデンサ
Ｃ12の容量はノイズ除去に有効な大きさ、例えば2.2μ
Ｆとされる。

【００４１】さらに、トランジスタＱ11〜Ｑ23、抵抗器
Ｒ11〜Ｒ14、コンデンサＣ12と同様のトランジスタＱ31
〜Ｑ43、抵抗器Ｒ31〜Ｒ34、コンデンサＣ32により、回
路１１〜１３と同様に回路３１〜３５が構成され、これ
ら回路３１〜３５により第２の定電圧回路２が構成され
る。

【００４２】ただし、端子Ｔ3は、この定電圧回路２の
出力端子である。また、コンデンサＣ32は発振防止用で
あり、その容量は、図４におけるコンデンサＣ12に比べ
て十分に小さく、数ｐＦ〜数十ｐＦである。

【００４３】さらに、電圧比較回路５０が、例えば、差
動アンプ５１およびカレントミラー回路５２により構成
される。すなわち、トランジスタＱ51、Ｑ52のエミッタ
が抵抗器Ｒ51を通じて入力端子Ｔ1に接続され、端子Ｔ1
を基準電位点として差動アンプ５１が構成される。

【００４４】また、トランジスタＱ53、Ｑ54により接地
を基準電位点としてカレントミラー回路５２が構成され
るとともに、このとき、トランジスタＱ53が入力側、ト
ランジスタＱ54が出力側とされる。そして、トランジス
タＱ51、Ｑ53のコレクタが互いに接続され、トランジス
タＱ52、Ｑ54のコレクタが互いに接続される。

【００４５】そして、トランジスタＱ51のベースがトラ
ンジスタＱ31のエミッタに接続され、トランジスタＱ52
のベースがトランジスタＱ11のエミッタに接続される。
また、トランジスタＱ52、Ｑ54のコレクタが、スイッチ
ング用のトランジスタＱ55のベースに接続され、そのエ
ミッタが接地され、そのコレクタが、コンデンサＣ12と
トランジスタＱ22、Ｑ19のコレクタとの接続点に接続さ
れる。

【００４６】さらに、この例においては、トランジスタ
Ｑ31のエミッタと、接地との間に、抵抗器Ｒ52、Ｒ53が
直列接続され、抵抗器Ｒ52、Ｒ53の接続中点がトランジ
スタＱ13のベースに接続される。

【００４７】なお、例えば抵抗器Ｒ34の値を設定するこ
とにより、定電圧回路２の出力電圧ＶOUT2の規定値は、
定電圧回路１の出力電圧ＶOUTの規定値Ｖ0よりもわずか
な値ΔＶだけ低くなるように設定される。

【００４８】このような構成において、入力端子Ｔ1に
直流入力電圧ＶINが供給されると、定電圧回路２は、図
６の定電圧回路と同様に構成されているので、端子Ｔ3
に出力電圧ＶOUT2が出力される。そして、この場合、コ
ンデンサＣ32が接続されているが、これは発振防止用で
あり、その容量は十分に小さいので、出力電圧ＶOUT2
は、図３に実線６２で示すように、入力電圧ＶINが供給
されると、急速に立ち上がる。

【００４９】また、出力電圧ＶOUT2が立ち上がると、こ
れにより起動用のトランジスタＱ13がオンとなり、以
後、上述のように、定電圧回路１の出力電圧ＶOUTが立
ち上がっていく。

【００５０】この場合、この出力電圧ＶOUTの立ち上が
りは、コンデンサＣ12のため、本来ならば、図３に破線
６０で示すように、緩やかになるはずである。そして、
入力電圧ＶINが供給されてから、ある時点までは、 ＶOUT＜ＶOUT2 ・・・ (11) となる。

【００５１】しかし、(11)式が成立している期間は、電
圧比較回路５０において、トランジスタＱ51がオフで、
トランジスタＱ52がオンなので、トランジスタＱ55がオ
ンである。したがって、(11)式が成立している期間は、
トランジスタＱ55を通じてコンデンサＣ12が充電される
ので、図３に実線６１で示すように、定電圧回路１の出
力電圧ＶOUTは急速に上昇していく。

【００５２】そして、出力電圧ＶOUTが、規定値Ｖ0より
もわずかに低い電圧（Ｖ0−ΔＶ）まで上昇すると、(1
1)式が成立しなくなるので、トランジスタＱ51がオン
で、トランジスタＱ52がオフとなるので、トランジスタ
Ｑ55はオフとなる。したがって、以後、定電圧回路１が
単独で立ち上がりを続け、出力電圧ＶOUTが規定値Ｖ0に
達すると、定常状態に入る。

【００５３】したがって、この定電圧回路１において
は、入力電圧ＶINが供給されると、その出力電圧ＶOUT
は、規定値Ｖ0まで急速に立ち上がることになる。しか
も、低い周波数のノイズ成分もコンデンサＣ12により除
去される。

【００５４】また、図１の回路は、コンデンサＣ11、Ｃ
12を除いてＩＣ化することができるが、そのとき、定電
圧回路１と定電圧回路２とを相似に構成することがで
き、これにより電圧ΔＶを十分に小さく、例えば数ｍＶ
〜数十ｍＶとすることができるので、立ち上がりに必要
とされる時間を、より短縮することができる。実験によ
れば、立ち上がりに必要とする時間を１ｍ秒以下とする
ことができた。

【００５５】また、上述から明らかなように、定電圧回
路２は、コンデンサＣ12の充電を制御するときの基準電
圧を提供するためのものであるが、その出力電圧ＶOUT2
を耐ノイズ性のある回路の電源電圧として使用すること
ができ、したがって、定電圧回路１がすべての回路の電
源電圧を供給しなくてもよくなり、定電圧回路１の負担
を減らすことができる。

【００５６】なお、上述において、定電圧回路１の出力
電圧ＶOUTを、200〜300ｍＶ程度のヒステリシス幅を有
するヒステリシス回路を通じて電圧比較回路５０に供給
すれば、ΔＶ＝０とすることができ、図３に破線６３で
示すように、出力電圧ＶOUTをより速く規定値Ｖ0とする
ことができる。

【００５７】

【発明の効果】この発明によれば、入力電圧ＶINが供給
されると、その出力電圧ＶOUTを、規定値Ｖ0まで急速に
立ち上げることができる。しかも、低い周波数のノイズ
成分も除去することができる。

【００５８】また、基準電圧用の定電圧回路２の出力電
圧ＶOUT2を、耐ノイズ性のある回路の電源電圧として使
用することができ、したがって、定電圧回路１がすべて
の回路の電源電圧を供給しなくてもよくなり、定電圧回
路１の負担を減らすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例の一部を示す接続図である。

【図２】図１の続きの一例を示す接続図である。

【図３】この発明を説明するための特性図である。

【図４】この発明を説明するための特性図である。

【図５】この発明を説明するための接続図である。

【図６】この発明を説明するための接続図である。

【符号の説明】

１ 第１の定電圧回路 ２ 第２の定電圧回路 １１、３１ 起動回路 １３、３５ 制御回路 ５０ 電圧比較回路 Ｃ12 ノイズ除去用コンデンサ Ｑ11、Ｑ31 制御用トランジスタ Ｑ55 スイッチング用トランジスタ Ｔ1 電圧入力端子 Ｔ2、Ｔ3 出力端子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】定電圧回路と、 立ち上がりの速い出力電圧を出力する電圧回路と、 電圧比較回路と、 スイッチング用のトランジスタとを有し、 上記定電圧回路は、その出力電圧に含まれるノイズを除
   去するコンデンサが、インピーダンスの高い電圧ライン
   に接続され、 上記定電圧回路の出力電圧と、上記電圧回路の出力電圧
   とが、上記電圧比較回路において電圧比較され、 この電圧比較の比較出力が、上記スイッチング用のトラ
   ンジスタにそのオン・オフの制御信号として供給され、 上記定電圧回路の立ち上がり時、上記スイッチング用の
   トランジスタを通じて上記コンデンサが充電されるよう
   にした安定化電源回路。
2. 【請求項２】請求項１に記載の安定化電源回路におい
   て、 上記電圧回路が第２の定電圧回路とされるようにした安
   定化電源回路。
3. 【請求項３】請求項１あるいは請求項２に記載の安定化
   電源回路において、 ヒステリシス回路を有し、 上記定電圧回路の出力電圧が、上記ヒステリシス回路を
   通じて上記電圧比較回路に供給されるようにした安定化
   電源回路。