JPH0819259A

JPH0819259A - インバータ回路

Info

Publication number: JPH0819259A
Application number: JP6150833A
Authority: JP
Inventors: Nobuhiro Kawashima; 信弘川嶋
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1994-07-01
Filing date: 1994-07-01
Publication date: 1996-01-19

Abstract

(57)【要約】【目的】アクティブフィルタを備えたインバータ回路
において、負荷或いは電源の変動にかかわらずリップル
電流とスイッチングロスの最適制御を行わせる。【構成】インバータ回路に設けたアクティブフィルタ
５０のトランジスタ１０におけるスイッチング周波数Ｓ
ｗｆを入力電流、負荷電流或いは電源周波数に基づき、
アクティブフィルタのリップル電流及びスイッチングロ
スが最適値になるように制御する制御回路を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は空気調和機や冷蔵庫等の
電源回路に用いるインバータ回路に係り、特に可変周波
数・可変電圧制御を行い、電源の力率改善と電源高調波
電流を抑制するアクティブフィルタを備えたインバータ
回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のインバータ回路は、例え
ば圧縮機、凝縮器、減圧器、蒸発器等を順次連通して成
る冷凍サイクルを備えた空気調和機等の上記圧縮機に駆
動電力を供給する回路として用いられており、出力周波
数を付加に応じて制御することにより、付加に対する最
適な能力を得るようにし、快適性省エネルギー効果の向
上を図るようにしている。図５はこのようなインバータ
回路の従来例を示すものであり、交流商用電源１をダイ
オードブリッジで構成した整流回路２で整流し、平滑用
コンデンサ４で平滑して直流電圧に変換し、インバータ
モジュール５に供給している。

【０００３】上記インバータモジュール５は３相ブリッ
ジ接続した６個のトランジスタ６１、６２、・・・６６
より成る３相トランジスタブリッジ回路と、この３相ト
ランジスタブリッジ回路に並列に設けた６個のダイオー
ド７１、７２、・・・７６より成り、上記３相トランジ
スタブリッジ回路の各トランジスタ６１、６２、・・・
６６の各制御端子にはマイクロコンピュータ８より制御
信号を与え、モータ等の負荷９に３相交流電力を供給す
るようにしている。そして、インバータモジュール５よ
り成るインバータの出力周波数を負荷に応じて制御する
ことにより、負荷に対する最適の効率で動作し、空気調
和機や冷蔵庫等に用いた場合、快適性と省エネルギー効
果を発揮するようにしている。

【０００４】このようなコンデンサインプット型の電源
回路では図６に示すように、直流平滑電圧Ｖ₀より、入
力電圧が高いときのみ、入力電流が流れ、直流平滑電圧
Ｖ₀より入力電圧が低くなると入力電流が流れなくな
る。そのため電源回路の力率が悪く、高調波電流も多く
なって電力損失と電力母線への高調波電流による悪影響
が生ずるという問題があった。

【０００５】この対策として、従来、リアクトルによる
パッシブフィルタを用いたものがあるが、根本的な改善
には至っていない。そこで図５に示すようにチョークコ
イル３と平滑用コンデンサ４の間にトランジスタ１０、
高速リカバリーダイオード１１及びこのトランジスタ１
０のベースに制御信号を供給する制御回路１２より成る
アクティブフィルタ１３を設けたものが特開平４−２６
３７４として提案されている。このアクティブフィルタ
１３は制御回路１２からの制御信号により、トランジス
タ１０をオン、オフ制御し、入力電流波形を図６に示す
ように入力電圧波形と同位相の略正弦波にして、高調波
歪を抑制し入力力率を改善して、入力電源の利用効率の
向上を図っている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記のようにコンデン
サインプット型の電源回路を持つインバータ回路にアク
ティブフィルタを搭載すれば、力率改善、及び電源高調
波電流の抑制ができる。しかし、この場合、アクティブ
フィルタにおけるトランジスタのスイッチング周波数Ｓ
ｗｆとチョークコイルの容量及びリップル電流、トラン
ジスタ１０のスイッチングロス、入力電流等との間には
密接な関係がある。即ち、トランジスタのスイッチング
周波数Ｓｗｆとチョークコイルに流れるピーク電流ｉＬ
_Pとの間には、チョークコイル容量が決まれば、Ｓｗｆ
×ｉＬ_P＝一定の関係がある。従って、図３に示すよう
にスイッチング周波数Ｓｗｆを上げると、チョークコイ
ルに流れる電流のリップル分が抑えられるがトランジス
タのスイッチングロスが増加するので、通常、電流容量
とチョークコイルの容量からスイッチング周波数Ｓｗｆ
を決定している。

【０００７】上記スイッチング周波数Ｓｗｆが固定され
ると、電源周波数の１周期当たりのスイッチング回数が
電源周波数に反比例するので上記チョークコイルに流れ
るリップル電流が電源周波数を高くすると大きくなると
いう問題があった。またこのようにリップル電流が変わ
ると、これが大きくなった場合、電流ピークが大きくな
りパワートランジスタの最大容量にも影響を及ぼすとい
う問題があった。

【０００８】また力率改善と電源高調波電流抑制の具体
的方法として、入力電圧を抵抗で分圧し、この分圧した
電圧に比例した入力電流を入力電圧と位相の同期をとり
ながら正弦波近似した制御が知られているが、実際は、
入力電流の影響で入力電圧波形が歪むという問題があっ
た。また、アクティブフィルタの制御回路では、増幅器
の電源として例えば＋１５Ｖ位以上の電源が必要とな
り、回路規模が大型で高価になっていた。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明のインバータ回路は商用電源を整流し直流電
圧に変換する整流手段と、該整流手段からの整流出力を
平滑し直流出力とする平滑手段と、該平滑手段からの直
流出力をチョッピングして可変電圧可変周波数の交流出
力を導出する直流・交流変換手段と、上記整流手段と直
流・交流変換手段間に入力電圧と同位相にした入力電流
に基づき、所定の周波数でスイッチングするトランジス
タを備えたアクティブフィルタ手段とを設けて成るイン
バータ回路において、スイッチングロスと上記平滑手段
のリップル電流を少なくするように上記トランジスタの
スイッチング周波数を可変する制御手段とを設けたこと
を特徴とする。

【００１０】また上記インバータ回路において、制御手
段は入力電流、負荷電流或いは電源周波数の少なくとも
いずれかによりトランジスタのスイッチング周波数を設
定するようにしたことを特徴とする。

【００１１】また上記インバータ回路において、アクテ
ィブフィルタ手段と接地電位が同一になる直流交流変換
手段のスイッチング素子の制御電源をアクティブフィル
タ手段の電源と共通にしたことを特徴とする。

【００１２】また上記インバータ回路において、アクテ
ィブフィルタ手段は、入力電圧に位相同期した演算出力
による正弦波近似の入力電流に基づき、所定の周波数で
スイッチングするトランジスタを設けたことを特徴とす
る。

【００１３】

【作用】本発明は上記のような構成であるので、インバ
ータ回路に設けたアクティブフィルタのトランジスタ
は、制御手段によりスイッチング周波数が制御され、入
力電流、負荷電流或いは電源周波数の少なくともいずれ
か１つに基づきスイッチングロス及び平滑手段のリップ
ル電流が少なくなり、負荷や電源の変動が生じてもスイ
ッチングロスを低減させると共に、入力電流のリップル
を抑え回路を高性能化させる。

【００１４】またアクティブフィルタに設けたトランジ
スタのスイッチングを制御する制御回路とインバータ回
路における直流・交流変換回路の接点電位が同一になる
スイッチング素子の制御回路を共通の電源で駆動するこ
とができる。

【００１５】またアクティブフィルタに設けたトランジ
スタのスイッチングは入力電圧に位相同期した演算出力
による正弦波近似の入力電流に基づき、所定の周波数で
行われるので入力電圧により入力電流波形が著しく歪ん
だときでも入力電流を略正弦波に近似した波形にするこ
とができ、回路の力率を改善すると共に電源高調波電流
を抑制することができる。

【００１６】

【実施例】本発明を実施したアクティブフィルタ搭載の
インバータ回路を図面に示す実施例と共に説明する。図
１は本発明の一実施例の回路構成図であり、図５に示す
従来例に対応する部分は同一符号を付し説明を省略す
る。

【００１７】図１において、４０は商用電源１のノイズ
を除去するノイズフィルタであり、３４は商用電源１よ
り本発明のインバータ回路に供給される入力電流を検出
する入力電流検出回路、４１はダイオードブリッジより
成る整流回路２の出力電流を検出する電流センス抵抗で
ある。５０は上記整流回路２とコンデンサ４の間に設け
られたアクティブフィルタであり、このアクティブフィ
ルタ５０はチョークコイル３、トランジスタ１０、高速
リカバリーダイオード１１及び抵抗４２と上記トランジ
スタ１０のゲートを制御する後述の制御回路より成る。
３５は上記コンデンサ４と上記インバータモジュール５
間に設けられた負荷電流検出回路である。

【００１８】上記制御回路は次の構成より成る。４３及
び４４は上記アクティブフィルタ５０の入力電圧を分圧
する分圧抵抗、１４と１５及び１６と１７はそれぞれ上
記アクティブフィルタ５０の出力電圧を分圧する分圧抵
抗、１８は上記アクティブフィルタ５０の出力電圧を上
記分圧抵抗１４と１５で分圧した電圧を基準電圧Ｅ₀と
比較して誤差電圧を出力する誤差増幅器、１９は上記ア
クティブフィルタ５０の入力電圧を上記分圧抵抗４３と
４４で分圧した電圧により入力電圧と位相の同期をと
り、上記誤差増幅器１８の出力で入力電圧波形を補正す
る乗算器、２０は上記電流センス抵抗４１で検出した入
力電流を、上記乗算器１９から導出される補正された入
力電圧波形に同期して増幅する増幅器である。

【００１９】また、２１は抵抗４２で検出した上記トラ
ンジスタ１０の電流に基づき、該トランジスタ１０の過
電流を検出し、上記トランジスタ１０の保護信号を導出
する過電流保護回路、２６は上記アクティブフィルタ５
０の出力電圧を分圧抵抗１６と１７で検出し、この電圧
に基づき出力電圧の過電圧を保護する過電圧保護信号を
導出する過電圧保護回路、２５は発振器２４の出力を分
周する分周器、２２は上記増幅器２０、過電流保護回路
２１、過電圧保護回路２６及び分周器２５の出力を比較
しトランジスタ１０の制御信号を導出する比較器であ
り、該比較器２２の出力はドライブ回路２３を介してト
ランジスタ１０のゲートに供給する。

【００２０】３７は、商用電源１の電源周波数を検出す
る電源周波数検出回路３８と上記入力電流検出回路３４
及び負荷電流検出回路３５の各出力に基づき、上記トラ
ンジスタ１０のスイッチング周波数を決定するスイッチ
ング周波数決定回路３６を備えたマイクロコンピュータ
である。

【００２１】一方２７は上記インバータモジュール５の
各トランジスタ６１、６２、・・・６６のゲートを制御
する制御信号を発生し、また上記アクティブフィルタ５
０に用いるトランジスタ１０のベース制御回路の電源電
圧を発生するＤＣ／ＤＣコンバータで構成した電源回路
である。この電源回路２７には高周波トランス４５があ
り、該高周波トランス４５の１次巻線４６、４７はスイ
ッチングトランジスタ４８を直列に介して、上記アクテ
ィブフィルタ５０の出力側に接続され、上記高周波トラ
ンス４５の２次側には２次巻線５１、５２、５３、５
４、５５、を設け、この各２次巻線５１、５２、５３、
５４、５５にはそれぞれダイオードとコンデンサより成
る整流回路を設ける。

【００２２】上記高周波トランス４５の２次巻線５１、
５２、５３と各巻線に設けた整流回路より成るＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の電源回路は、上記インバータモジュール５の
トランジスタ６１、６３、６５の制御用として、該各ト
ランジスタ６１、６３、６５のベースに接続され、２次
巻線５４と、該巻線に設けた整流回路より成るＸ相、Ｙ
相、Ｚ相の共通の電源回路は上記インバータモジュール
５のトランジスタ６２、６４、６６の制御用として、該
各トランジスタ６２、６４、６６のベースに接続され
る。

【００２３】また上記２次巻線５４の昇圧タップ２はダ
イオードとコンデンサより成る他の整流回路を設け、こ
の整流回路と２次巻線５４で上記アクティブフィルタ５
０の制御回路用電源を構成し、アクティブフィルタ５０
の上記制御回路に接続する。また上記高周波トランス４
５の２次巻線５５とこの巻線に設けた整流回路でインバ
ータ回路の制御電圧Ｖ_Cを発生する制御回路電源を構成
する。

【００２４】次に図１に示す実施例の動作説明を行う。
商用電源１より供給される交流電源はノイズフィルタ４
０を介してノイズが除去された後、ダイオードブリッジ
より成る整流回路２に導かれ、ここで全波整流されて、
アクティブフィルタ５０に供給される。アクティブフィ
ルタ５０の出力電圧は抵抗１４と１５で分圧して、誤差
増幅器１８に入力し、基準電圧Ｖ₀と比較して、誤差信
号を取り出し、これを次段の乗算器１９に供給する。

【００２５】乗算器１９は分圧抵抗４３と４４で分圧し
たアクティブフィルタ５０の入力電圧を上記誤差増幅器
１８より供給される誤差信号で補正し、出力電圧波形で
補正された入力電圧波形を次段の増幅器２０に供給す
る。

【００２６】上記整流回路２からの出力電流は電流セン
ス抵抗４１で検出され、上記増幅器２０に入力されて、
該増幅器２０で上記乗算器１９からの補正後の入力電圧
波形に同期して増幅される。従って、整流回路２の出力
電流に応じた増幅器２０の出力波形は、乗算器１９から
の補正された入力電圧波形に同期した信号となる。

【００２７】上記増幅器２０の出力信号は次段の比較器
２２に導き、この比較器２２で発振回路２４の出力信号
を分周器２５で分周した搬送波信号と比較演算する。そ
してこの比較演算した比較器２２の出力をドライブ回路
２３を介して、上記トランジスタ１０のベースに与え、
トランジスタ１０のスイッチングを制御する。その結
果、上記アクティブフィルタ５０の電流波形は図２に示
すように、入力電圧波形と同位相の波形になる。

【００２８】アクティブフィルタ５０に用いるトランジ
スタ１０のスイッチング周波数Ｓｗｆとスイッチングロ
ス及びチョークコイル３のリップル電流ｉＬ_Pの間に
は、図５で説明したようにスイッチング周波数Ｓｗｆを
上げるとリップル電流ｉＬ_Pは抑えられるがスイッチン
グロスは増大するという関係がある。

【００２９】そこで、本発明においては電源周波数、入
力電流及び負荷電流等の変化による入力電流のリップル
の変化を上記分周器２５の分周比を制御し、トランジス
タ１０のスイッチング周波数Ｓｗｆを変えることで抑制
する。

【００３０】上記入力電流検出回路３４、負荷電流検出
回路３５及び電源周波数検出回路３８でそれぞれ検出し
た入力電流、負荷電流及び電源周波数或いはそれらの変
化分の信号はマイクロコンピュータ３７に供給する。マ
イクロコンピュータ３７では、上記の各検出信号を予め
定めたデータに基づき、演算処理してスイッチング周波
数決定回路３６より上記分周器２５の分周比を決める信
号を出力する。

【００３１】即ち、入力電流検出回路３４或いは負荷電
流検出回路３５で入力電流或いは負荷電流が検出される
と、マイクロコンピュータ３７は、この検出信号に基づ
き、分周器２５の分周比を演算し、比較器２２よりトラ
ンジスタ１０に供給するスイッチング信号のスイッチン
グ周波数Ｓｗｆを上記入力電流或いは出力電流に比例し
て増加（或いは減少）させるようにする。また、電源周
波数検出回路３８で電源周波数が高く（或いは低く）な
ったことが検出されると、マイクロコンピュータ３７は
図４に示すような予め定めたデータに基づき、この検出
信号を演算処理して分周器２５の分周比を定め、比較器
２２よりトランジスタ１０に供給するスイッチング信号
のスイッチング周波数Ｓｗｆを上記電源周波数に比例し
て図４に示すように増加（或いは減少）させるようにす
る。電源周波数が例えば５０ＨＺより６０ＨＺに上昇す
ると、マイクロコンピュータ３７は分周器２５の分周比
を１．２倍にする信号を出力する。

【００３２】入力電流検出回路３４、負荷電流検出回路
３５及び電源周波数検出回路３８より、同時に２個以上
の信号の変化が検出された場合も同様にマイクロコンピ
ュータ３７は予め記憶されたデータに基づき演算処理し
て分周器２５に対する一つの分周比を定め、トランジス
タ１０を最適のスイッチング周波数で駆動するようにす
る。

【００３３】次に電源回路２７の動作説明を行う。上記
アクティブフィルタ５０の直流出力を高周波トランス４
５の１次巻線４６、４７とこの１次巻線に直列接続され
たトランジスタ４８に与え、高周波電流に変換して高周
波トランス４５に供給し、この高周波トランス４５の複
数の２次巻線５１、５２、５３及び５４の各出力を整流
してインバータモジュールを構成する３相ブリッジ接続
された各トランジスタ６１、６２、・・・６６のベース
に供給する。

【００３４】この場合、高周波トランス４５の２次巻線
５１、５２及び５３より得られるＵ相電源、Ｖ相電源及
びＷ相電源は互いに絶縁して独立した電源となってお
り、インバータモジュール５を構成する３相ブリッジ接
続された上側のＵ相のトランジスタ６１、Ｖ相のトラン
ジスタ６３及びＷ相のトランジスタ６５のベースにそれ
ぞれ供給される。

【００３５】一方、インバータモジュール５の３相ブリ
ッジ接続されたトランジスタの内、下側のＸ相、Ｙ相及
びＺ相のトランジスタ６２、６４及び６６はエミッタ側
を共通接続して接地しているので、各トランジスタ６
２、６４及び６６のベースドライブ用電源は共通したも
ので良い。高周波トランス４５の２次巻線５４の出力を
整流して得られる電源はＸ相、Ｙ相及びＺ相に共通のＸ
ＹＺ相電源として上記トランジスタ６２、６４及び６６
のベースに共通に供給する。

【００３６】また、上記アクティブフィルタ５０とイン
バータモジュール５の接地点は同電位になっているの
で、アクティブフィルタ５０の電源の接地点とインバー
タモジュール５のＸ、Ｙ、Ｚ相の電源の接地点を共通化
することができる。そこで本実施例においては高周波ト
ランス４５の２次巻線５４にタップを設け、このタップ
から得られる出力を整流してＡＦ制御回路用電源としア
クティブフィルタ５０の制御回路に供給する。この場
合、実施例では高周波トランス４５の２次巻線４５に別
途タップを設け出力を取り出しているが、電圧降下回路
（図示せず）を設けて出力を取り出すようにしても同様
に実施できる。

【００３７】アクティブフィルタ５０の増幅器等制御回
路の電源は通常１５Ｖ以上必要であるが、上記のような
構成により、インバータモジュール５のＸ、Ｙ、Ｚ相の
電源と共通化できるので回路の簡素化とコスト低減を実
現することができる。

【００３８】なお図１において過電流保護回路２１はト
ランジスタ１０に過電流が流れると、これを抵抗４２で
検出して比較器２２に与え、トランジスタ１０のベース
電位を制御して上記過電流を抑制するものであり、過電
圧保護回路２６はアクティブフィルタ５０の出力側の電
圧が所定値以上になると、これを分圧抵抗１６と１７で
検出して、比較器２２に与え、トランジスタ１０のベー
スドライブ電圧を制御してアクティブフィルタ５０の出
力側の電圧の上昇を抑制する。

【００３９】以上の実施例に示すアクティブフィルタ５
０では、入力電流の影響で入力電圧が歪むという問題が
ある。これを解消するには、上記実施例において入力電
圧を抵抗４３と４４で分圧して乗算器１９に入力し、電
流センス抵抗４１で検出した入力電流の位相を上記乗算
器１９からの入力電圧の位相に増幅器２０で同期させ比
較器２２に導き、該比較器２２より入力電圧に位相同期
した入力電流に基づく制御信号を導出して、この制御信
号でトランジスタ１０をオン、オフ制御するものに代
え、図示していないがマイクロコンピュータ等で位相角
θに対して、正弦波sinθの値を予め記憶し、sinθの波
形を生成する正弦波近似波形発生回路と、これより導出
される正弦波近似波形を入力電圧の位相に同期させる同
期回路とこの同期回路の出力によりトランジスタ１０の
スイッチング周期Ｔに対するオン時間Ｔ_ONをＴ_ON＝ｋＴ
（１〜sinθ）（但しｋは定数）となるようにトランジ
スタ１０を制御する回路を設け、入力電流が正弦波近似
波形になるようにトランジスタ１０のスイッチングのオ
ン時間をデジタル的に制御するようにしてもよい。

【００４０】

【発明の効果】本発明は上記の構成により、回路の力率
改善と電源高調波電流を抑制できると共に、入力電流、
出力電流、電源周波数等に応じアクティブフィルタのト
ランジスタのスイッチング周波数を制御することができ
るので、リップル電流とスイッチングロス最適制御が可
能となり信頼性と効率の向上を図ることができる。また
アクティブフィルタの電源とインバータのドライブ回路
の電源を共用できるので回路の小型化、低コスト化を図
ることができる。また入力電流の正弦波近似をデジタル
制御で行わせることができるので耐ノイズ性を向上させ
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のブロック回路図である。

【図２】本発明における入力電圧と入力電流の関係を示
す図である。

【図３】インバータ回路に用いるアクティブフィルタの
スイッチング周波数とスイッチングロス及びリップル電
流の関係を示す図である。

【図４】電源周波数が変動した場合のアクティブフィル
タにおける入力電流とスイッチング周波数の関係を示す
図である。

【図５】従来例のブロック図である。

【図６】その動作説明波形図である。

【符号の説明】

１商用電源２整流回路３チョークコイル４コンデンサ５インバータモジュール１０トランジスタ１１高速リカバリーダイオード１９乗算器２０増幅器２２比較器２４発振回路２５分周器３４入力電流検出回路３５負荷電流検出回路３６周波数決定回路３７マイクロコンピュータ３８電源周波数検出回路４１電流センス抵抗４３分圧抵抗４４分圧抵抗４５高周波トランス４６１次巻線４７１次巻線４８トランジスタ５０アクティブフィルタ５１２次巻線５２２次巻線５３２次巻線５４２次巻線５５２次巻線６１トランジスタ６２トランジスタ６３トランジスタ６４トランジスタ６５トランジスタ６６トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０３Ｈ 11/06 8628−5Ｊ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流し、直流電圧に変換する整
流手段と、該整流手段からの整流出力を平滑し直流出力
とする平滑手段と、該平滑手段からの直流出力をチョッ
ピングして可変電圧可変周波数の交流出力を導出する直
流・交流変換手段と、上記整流手段と直流・交流変換手
段間に、入力電圧と同位相にした入力電流に基づき、所
定の周波数でスイッチングするトランジスタを備えたア
クティブフィルタ手段とを設けて成るインバータ回路に
おいて、スイッチングロスと、上記平滑手段のリップル
電流を少なくするように上記トランジスタのスイッチン
グ周波数を可変する制御手段を設けたことを特徴とする
インバータ回路。
【請求項２】請求項１記載のインバータ回路において、
制御手段は入力電流、負荷電流或いは電源周波数の少な
くともいずれかによりトランジスタのスイッチング周波
数を設定するようにしたことを特徴とするインバータ回
路。
【請求項３】請求項１記載のインバータ回路において、
アクティブフィルタ手段と接地電位が同一になる上記直
流・交流変換手段のスイッチング素子の制御電源を上記
アクティブフィルタ手段の電源と共通したことを特徴と
するインバータ回路。
【請求項４】請求項１記載のインバータ回路において、
アクティブフィルタ手段は、入力電圧に位相同期した演
算出力による正弦波近似の入力電流に基づき、所定の周
波数でスイッチングするトランジスタを設けたことを特
徴とするインバータ回路。