JPH08214560A - ノイズ裕度のあるクランプ式の共振リンクインバータ - Google Patents
ノイズ裕度のあるクランプ式の共振リンクインバータInfo
- Publication number
- JPH08214560A JPH08214560A JP7290029A JP29002995A JPH08214560A JP H08214560 A JPH08214560 A JP H08214560A JP 7290029 A JP7290029 A JP 7290029A JP 29002995 A JP29002995 A JP 29002995A JP H08214560 A JPH08214560 A JP H08214560A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- bus
- voltage
- clamp
- induction motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims abstract description 29
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 17
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims abstract description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 35
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 4
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 2
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 238000012217 deletion Methods 0.000 description 1
- 230000037430 deletion Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4826—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode operating from a resonant DC source, i.e. the DC input voltage varies periodically, e.g. resonant DC-link inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 クランプ式共振リンク誘導電動機インバータ
制御器の精度を改善し、信頼性のある動作を確保する。 【解決手段】 一対のスイッチによってＤＣバスの両側
に各々接続された３つの供給ラインを経て多相誘導電動
機を駆動するための共振リンクインバータ制御器が提供
される。共振タンク回路は、ＤＣ電源をインダクタを経
てＤＣバスに接続し、そしてＤＣバスに並列なタンクキ
ャパシタを備えている。逆並列ダイオードを有するバイ
ポーラトランジスタは、クランプキャパシタに直列であ
って、タンクインダクタンスにまたがって接続されたク
ランプ回路を形成し、このトランジスタは、クランプ回
路にまたがる電圧及びＤＣ電源の電圧に対して所定の関
係を保持するクランプ電流に応答してターンオフされ
る。各供給ラインの電流は、クランプトランジスタのタ
ーンオフを生じるものよりも若干小さいクランプ電流に
応答してサンプリングされる。
制御器の精度を改善し、信頼性のある動作を確保する。 【解決手段】 一対のスイッチによってＤＣバスの両側
に各々接続された３つの供給ラインを経て多相誘導電動
機を駆動するための共振リンクインバータ制御器が提供
される。共振タンク回路は、ＤＣ電源をインダクタを経
てＤＣバスに接続し、そしてＤＣバスに並列なタンクキ
ャパシタを備えている。逆並列ダイオードを有するバイ
ポーラトランジスタは、クランプキャパシタに直列であ
って、タンクインダクタンスにまたがって接続されたク
ランプ回路を形成し、このトランジスタは、クランプ回
路にまたがる電圧及びＤＣ電源の電圧に対して所定の関
係を保持するクランプ電流に応答してターンオフされ
る。各供給ラインの電流は、クランプトランジスタのタ
ーンオフを生じるものよりも若干小さいクランプ電流に
応答してサンプリングされる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、能動的な電力用装
置が状態を変えないときのある時点でクランプ式の共振
リンクインバータによって誘導電動機へ送られる電流を
サンプリングし、そして電圧及び電流が充分に制御され
て安定であるようにする技術に係る。
置が状態を変えないときのある時点でクランプ式の共振
リンクインバータによって誘導電動機へ送られる電流を
サンプリングし、そして電圧及び電流が充分に制御され
て安定であるようにする技術に係る。
【０００２】
【従来の技術】高周波数でパルス付勢される誘導電動機
を使用し、各パルスの状態（存在及び不存在）を通常は
誘導電動機の３つの相の各々においてその手前のパルス
の実際の電流に応答して制御することにより非常に正確
な運動制御を行えることが知られている。通常の手順
は、３相において重畳形態で交互に導通する（次々のサ
イクルに交互に開成及び閉成する）スイッチによって交
番する極性で誘導電動機の各相へ電力を供給するＡＣ−
ＤＣコンバータのようなＤＣ電源である。これらのスイ
ッチにかかる電圧がゼロであるサイクル中の時点でこれ
らスイッチをターンオン及びターンオフすることによ
り、著しいスイッチングロスが回避され、システムは非
常に効率の良いものになる（効率を７０％代から９０％
代へ高める）。スイッチのロスが低い状態では、絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタのような別のスイッチング
装置を使用することができる。ゼロ電圧スイッチング
は、コンバータとインバータとの間に共振リンクを使用
することによって達成される。共振リンクを使用する
と、ターンオンロスを排除すると共に、ターンオフロス
を１桁減少することができる。ロスを減少するためにゼ
ロ電圧の繰り返し発生を達成するには、共振タンク回路
の電圧が各振動サイクルの後にゼロに復帰する必要があ
る。しかしながら、一定のロスがある（Ｑは無限ではな
い）ので、次々のサイクルが更に多くのエネルギーを消
費し、従って、ＤＣバスはゼロ電圧に完全に復帰しな
い。この問題を克服するために、ジバン氏の米国特許第
４，８６４，４８３号に開示されたシステムでは、ゼロ
電圧周期中に全てのバススイッチをターンオンしてＤＣ
バスを瞬間的に短絡することにより各サイクル中に共振
タンク回路にエネルギーが供給される。インバータのＤ
Ｃバスを短絡すると、共振リンク回路にエネルギーがフ
ィードバックされるが、バスにかかる電圧は高いピーク
値をもつことになり、これは、バスの通常のＤＣ電圧の
２倍に達することがある。バスにかかる電圧を制限する
ために、クランプ回路が設けられる。クランプ回路は、
非常に大きなキャパシタを備え、これは、最初に、許容
バス電圧と、共振回路により生じる最大電圧との間の差
に充電される。又、クランプ回路は、絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタも備え、これにまたがって逆並列ダイ
オードが設けられている。ＤＣバスの電圧がソース電圧
とクランプキャパシタ間の電圧との和を越えると、ダイ
オードが順方向バイアスされ、タンク回路からクランプ
キャパシタへと導通を開始する。キャパシタ間の電圧
は、電荷の追加によって若干変化するが、適当なサイズ
のキャパシタでは、ダイオードの導通によりＤＣバスが
所望の最大電圧にクランプされるので、電圧は本質的に
一定に保たれる。ここでは負の電流と称するダイオード
電流は、ゼロに減少し、次いで、クランプ回路のバイポ
ーラトランジスタを経て逆方向に流れねばならない。電
流がタンク回路からキャパシタへ流れる間に、これが感
知され、そしてクランプトランジスタがターンオンし、
ダイオードは導通しているので、クランプトランジスタ
のターンオンは、ゼロ電圧で生じ、それ故、ゼロ電力ロ
スで生じる。トランジスタは、電流サイクルの終わりに
ＤＣバスをゼロ電圧に復帰するよう確保するに充分なエ
ネルギーがタンク回路のインダクタに含まれるまで導通
状態に維持され、そのときにターンオフされる。ターン
オン及びターンオフは、クランプ回路の電流を、クラン
プキャパシタ間の電圧のスケール定めされた関数と比較
することによって制御される（上記ジバン氏の特許の図
１１に示す）。
を使用し、各パルスの状態（存在及び不存在）を通常は
誘導電動機の３つの相の各々においてその手前のパルス
の実際の電流に応答して制御することにより非常に正確
な運動制御を行えることが知られている。通常の手順
は、３相において重畳形態で交互に導通する（次々のサ
イクルに交互に開成及び閉成する）スイッチによって交
番する極性で誘導電動機の各相へ電力を供給するＡＣ−
ＤＣコンバータのようなＤＣ電源である。これらのスイ
ッチにかかる電圧がゼロであるサイクル中の時点でこれ
らスイッチをターンオン及びターンオフすることによ
り、著しいスイッチングロスが回避され、システムは非
常に効率の良いものになる（効率を７０％代から９０％
代へ高める）。スイッチのロスが低い状態では、絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタのような別のスイッチング
装置を使用することができる。ゼロ電圧スイッチング
は、コンバータとインバータとの間に共振リンクを使用
することによって達成される。共振リンクを使用する
と、ターンオンロスを排除すると共に、ターンオフロス
を１桁減少することができる。ロスを減少するためにゼ
ロ電圧の繰り返し発生を達成するには、共振タンク回路
の電圧が各振動サイクルの後にゼロに復帰する必要があ
る。しかしながら、一定のロスがある（Ｑは無限ではな
い）ので、次々のサイクルが更に多くのエネルギーを消
費し、従って、ＤＣバスはゼロ電圧に完全に復帰しな
い。この問題を克服するために、ジバン氏の米国特許第
４，８６４，４８３号に開示されたシステムでは、ゼロ
電圧周期中に全てのバススイッチをターンオンしてＤＣ
バスを瞬間的に短絡することにより各サイクル中に共振
タンク回路にエネルギーが供給される。インバータのＤ
Ｃバスを短絡すると、共振リンク回路にエネルギーがフ
ィードバックされるが、バスにかかる電圧は高いピーク
値をもつことになり、これは、バスの通常のＤＣ電圧の
２倍に達することがある。バスにかかる電圧を制限する
ために、クランプ回路が設けられる。クランプ回路は、
非常に大きなキャパシタを備え、これは、最初に、許容
バス電圧と、共振回路により生じる最大電圧との間の差
に充電される。又、クランプ回路は、絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタも備え、これにまたがって逆並列ダイ
オードが設けられている。ＤＣバスの電圧がソース電圧
とクランプキャパシタ間の電圧との和を越えると、ダイ
オードが順方向バイアスされ、タンク回路からクランプ
キャパシタへと導通を開始する。キャパシタ間の電圧
は、電荷の追加によって若干変化するが、適当なサイズ
のキャパシタでは、ダイオードの導通によりＤＣバスが
所望の最大電圧にクランプされるので、電圧は本質的に
一定に保たれる。ここでは負の電流と称するダイオード
電流は、ゼロに減少し、次いで、クランプ回路のバイポ
ーラトランジスタを経て逆方向に流れねばならない。電
流がタンク回路からキャパシタへ流れる間に、これが感
知され、そしてクランプトランジスタがターンオンし、
ダイオードは導通しているので、クランプトランジスタ
のターンオンは、ゼロ電圧で生じ、それ故、ゼロ電力ロ
スで生じる。トランジスタは、電流サイクルの終わりに
ＤＣバスをゼロ電圧に復帰するよう確保するに充分なエ
ネルギーがタンク回路のインダクタに含まれるまで導通
状態に維持され、そのときにターンオフされる。ターン
オン及びターンオフは、クランプ回路の電流を、クラン
プキャパシタ間の電圧のスケール定めされた関数と比較
することによって制御される（上記ジバン氏の特許の図
１１に示す）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】公知技術においては、
誘導電動機の各相の電圧がゼロに向かうときに各相にお
いて送られる電流をサンプリングし、これにより、次の
サイクル中にどんなパルス状態（オン又はオフ）になら
ねばならないかの指示を与えることが知られている。し
かしながら、上記形式の回路により与えられる電動機の
電流指示はエラーが数％にも達することが分かってい
る。誘導電動機のトルク、ひいては、付与電流に対して
非常に厳密な制御を必要とするエレベータのような装置
では、数％の電流エラーは、受け入れられない。
誘導電動機の各相の電圧がゼロに向かうときに各相にお
いて送られる電流をサンプリングし、これにより、次の
サイクル中にどんなパルス状態（オン又はオフ）になら
ねばならないかの指示を与えることが知られている。し
かしながら、上記形式の回路により与えられる電動機の
電流指示はエラーが数％にも達することが分かってい
る。誘導電動機のトルク、ひいては、付与電流に対して
非常に厳密な制御を必要とするエレベータのような装置
では、数％の電流エラーは、受け入れられない。
【０００４】以上に述べた形式の共振リンクインバータ
制御器は、ＤＣリンク間に振動電圧を維持できないこと
により突発的に全く動作しなくなるという特性をもつこ
とが分かった。
制御器は、ＤＣリンク間に振動電圧を維持できないこと
により突発的に全く動作しなくなるという特性をもつこ
とが分かった。
【０００５】そこで、本発明の目的は、クランプ式共振
リンク誘導電動機インバータ制御器の精度を改善し、信
頼性のある動作を与えることである。
リンク誘導電動機インバータ制御器の精度を改善し、信
頼性のある動作を与えることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＤＣリンクが
各サイクルにおいてゼロ電圧に至るときに、ＤＣリンク
の時間に対する電圧の変化率が、誘導電動機の給電ライ
ンに沿った及び電動機自体の周りの漂遊容量によって、
それら給電ラインを通る電流を誘起するという発見に一
部分は基づくと断言できる。
各サイクルにおいてゼロ電圧に至るときに、ＤＣリンク
の時間に対する電圧の変化率が、誘導電動機の給電ライ
ンに沿った及び電動機自体の周りの漂遊容量によって、
それら給電ラインを通る電流を誘起するという発見に一
部分は基づくと断言できる。
【０００７】又、本発明は、ＤＣリンク間に振動電圧を
突発的に維持できなくなることは、ＤＣソース電圧及び
／又はＤＣリンク間の電圧がその公称値又は通常値を越
えて増加した場合に、クランプキャパシタの測定値・対
・クランプ電圧がクランプトランジスタをターンオフす
るときに、タンク回路のインダクタに充分な電流が存在
せず、ＤＣリンクが完全にゼロに復帰できず、これによ
り、振動が急速に減衰し動作を停止させるという事実に
よるものであるという発見に一部分は基づくと断言でき
る。
突発的に維持できなくなることは、ＤＣソース電圧及び
／又はＤＣリンク間の電圧がその公称値又は通常値を越
えて増加した場合に、クランプキャパシタの測定値・対
・クランプ電圧がクランプトランジスタをターンオフす
るときに、タンク回路のインダクタに充分な電流が存在
せず、ＤＣリンクが完全にゼロに復帰できず、これによ
り、振動が急速に減衰し動作を停止させるという事実に
よるものであるという発見に一部分は基づくと断言でき
る。
【０００８】本発明によれば、インバータによって誘導
電動機へ送られる電流は、各サイクルにおいてＤＣバス
をゼロ電圧に向けて駆動する直前であるノイズのない時
間中に測定される。更に、本発明によれば、クランプ式
共振リンク誘導電動機インバータ制御器におけるクラン
プ電流は、クランプトランジスタをシャットオフすべき
直前の時点を決定するのに使用され、これにより、バス
電圧がゼロに向かって復帰することを知らせる。
電動機へ送られる電流は、各サイクルにおいてＤＣバス
をゼロ電圧に向けて駆動する直前であるノイズのない時
間中に測定される。更に、本発明によれば、クランプ式
共振リンク誘導電動機インバータ制御器におけるクラン
プ電流は、クランプトランジスタをシャットオフすべき
直前の時点を決定するのに使用され、これにより、バス
電圧がゼロに向かって復帰することを知らせる。
【０００９】本発明の利用により、誘導電動機への電流
供給ラインにエラーノイズパルスが存在しないときに電
流が測定され、これにより、電動機への実際の供給電流
の正確な測定値が与えられ、ひいては、電動機のトルク
を更に正確に制御することができる。
供給ラインにエラーノイズパルスが存在しないときに電
流が測定され、これにより、電動機への実際の供給電流
の正確な測定値が与えられ、ひいては、電動機のトルク
を更に正確に制御することができる。
【００１０】更に、本発明によれば、ソース電圧が増加
する場合に、クランプトランジスタは、そのターンオフ
動作がクランプ電流とクランプ電圧との比較に依存する
だけではなく、共振リンクに接続されたＤＣ電源の関数
との比較にも依存することを必要とすることにより、長
い時間周期中オンに保持される。
する場合に、クランプトランジスタは、そのターンオフ
動作がクランプ電流とクランプ電圧との比較に依存する
だけではなく、共振リンクに接続されたＤＣ電源の関数
との比較にも依存することを必要とすることにより、長
い時間周期中オンに保持される。
【００１１】更に、本発明によれば、クランプ電流は、
クランプキャパシタ電圧の減少された関数及びＤＣ供給
電圧の減少された関数と比較されて、クランプトランジ
スタをターンオフにできるに充分な電流がタンク回路の
インダクタに流れたときを決定する。
クランプキャパシタ電圧の減少された関数及びＤＣ供給
電圧の減少された関数と比較されて、クランプトランジ
スタをターンオフにできるに充分な電流がタンク回路の
インダクタに流れたときを決定する。
【００１２】それ故、本発明は、例えば、電動機がエレ
ベータに使用されて、荷重／平衡おもりのアンバランス
・対・加速度の方向により駆動電動機に電気が発生する
とき等に、誘導電動機の再生運転によって生じることの
あるＤＣ供給電圧の電圧変動及びＤＣリンク上の電圧変
動を受け入れる。
ベータに使用されて、荷重／平衡おもりのアンバランス
・対・加速度の方向により駆動電動機に電気が発生する
とき等に、誘導電動機の再生運転によって生じることの
あるＤＣ供給電圧の電圧変動及びＤＣリンク上の電圧変
動を受け入れる。
【００１３】本発明の他の目的、特徴及び効果は、添付
図面を参照した好ましい実施形態の以下の詳細な説明よ
り明らかとなろう。
図面を参照した好ましい実施形態の以下の詳細な説明よ
り明らかとなろう。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１を参照すれば、前記ジバン氏
の特許の図１４に実質的に示されたインバータ回路は、
複数のインバータスイッチング装置即ち供給スイッチ１
５５−１６０と、有効（漂遊）出力インダクタンス１６
１−１６３とを備えている。この回路は、ＤＣ電圧源Ｖ
ｓ、１６５と、インダクタＬ、１６６及びキャパシタＣ
１、１６７より成る共振タンク回路とを備えている。イ
ンダクタ１６６にまたがって接続された能動的クランプ
回路は、クランプキャパシタＣｃ、１６９と、絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ１７０及び逆並列ダイオード
１７１のような電子スイッチの組合せとで構成され、そ
して以下に述べるように機能する。
の特許の図１４に実質的に示されたインバータ回路は、
複数のインバータスイッチング装置即ち供給スイッチ１
５５−１６０と、有効（漂遊）出力インダクタンス１６
１−１６３とを備えている。この回路は、ＤＣ電圧源Ｖ
ｓ、１６５と、インダクタＬ、１６６及びキャパシタＣ
１、１６７より成る共振タンク回路とを備えている。イ
ンダクタ１６６にまたがって接続された能動的クランプ
回路は、クランプキャパシタＣｃ、１６９と、絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ１７０及び逆並列ダイオード
１７１のような電子スイッチの組合せとで構成され、そ
して以下に述べるように機能する。
【００１５】以上に述べた図１の部分は、公知であり、
前記ジバン氏の特許に開示されている。これも又公知で
あるが、誘導電動機１０へ電流が供給される各電流供給
ライン７−９は、それに関連した電流センサ１３−１５
を有し、ライン７−９の電流を表す信号が対応ライン１
６−１８を経て複数の関連ゲート１９−２１へ供給され
る。これらゲート１９−２１を経て与えられる電流指示
は、既知のレギュレータ２２へ供給され、複数のライン
２３を経てスイッチ装置１５５−１６０へ適宜ターンオ
ン信号が選択的に与えられる。
前記ジバン氏の特許に開示されている。これも又公知で
あるが、誘導電動機１０へ電流が供給される各電流供給
ライン７−９は、それに関連した電流センサ１３−１５
を有し、ライン７−９の電流を表す信号が対応ライン１
６−１８を経て複数の関連ゲート１９−２１へ供給され
る。これらゲート１９−２１を経て与えられる電流指示
は、既知のレギュレータ２２へ供給され、複数のライン
２３を経てスイッチ装置１５５−１６０へ適宜ターンオ
ン信号が選択的に与えられる。
【００１６】又、クランプ回路に電流センサ２６を設
け、クランプ回路の電流の指示をライン２７を経て比較
回路２８へ送り、スケーリング増幅器２９によって送ら
れるクランプキャパシタ１６９間の電圧の指示と比較す
ることも公知である。又、ライン２７のクランプ電流の
指示は比較器３０へ送られて、クランプ電流基準３１、
即ち電流が負の方向においてダイオード１７１を通過す
るときにライン３２上の比較器３０の出力が発生するよ
う確保するように選択された量と比較される。これは、
バイポーラクランプトランジスタ１７０をロスなし状態
でターンオンできることを指示する。この例において
は、ライン３２の信号が双安定装置３３をセットし、ラ
イン３４上のその出力はトランジスタ１７０のベースに
送られ、これを導通させる。これは、図２にダイオード
電流Ｄｃとして示されたクランプ電流Ｉｃの負の電流が
流れる時点である。この電流は、クランプキャパシタ電
圧がピークに達した後に極性を変え、次いで、図２にＱ
ｃで示すように、トランジスタ１７０を経て下方に流れ
始める。この電流が、電流サイクルの終わりにＤＣバス
をゼロに駆動するよう確保するに充分なエネルギーがイ
ンダクタ１６６に回復したことを表す特定の大きさに到
達すると、クランプ回路は、通常はターンオフされ、従
って、前記ジバン氏の特許に開示されたような公知の装
置は、双安定装置３３をリセットする比較回路２８から
の出力により、トランジスタ１７０からベース電圧を除
去し、トランジスタ１７０をターンオフする。
け、クランプ回路の電流の指示をライン２７を経て比較
回路２８へ送り、スケーリング増幅器２９によって送ら
れるクランプキャパシタ１６９間の電圧の指示と比較す
ることも公知である。又、ライン２７のクランプ電流の
指示は比較器３０へ送られて、クランプ電流基準３１、
即ち電流が負の方向においてダイオード１７１を通過す
るときにライン３２上の比較器３０の出力が発生するよ
う確保するように選択された量と比較される。これは、
バイポーラクランプトランジスタ１７０をロスなし状態
でターンオンできることを指示する。この例において
は、ライン３２の信号が双安定装置３３をセットし、ラ
イン３４上のその出力はトランジスタ１７０のベースに
送られ、これを導通させる。これは、図２にダイオード
電流Ｄｃとして示されたクランプ電流Ｉｃの負の電流が
流れる時点である。この電流は、クランプキャパシタ電
圧がピークに達した後に極性を変え、次いで、図２にＱ
ｃで示すように、トランジスタ１７０を経て下方に流れ
始める。この電流が、電流サイクルの終わりにＤＣバス
をゼロに駆動するよう確保するに充分なエネルギーがイ
ンダクタ１６６に回復したことを表す特定の大きさに到
達すると、クランプ回路は、通常はターンオフされ、従
って、前記ジバン氏の特許に開示されたような公知の装
置は、双安定装置３３をリセットする比較回路２８から
の出力により、トランジスタ１７０からベース電圧を除
去し、トランジスタ１７０をターンオフする。
【００１７】本発明によれば、トランジスタ１７０は、
たとえソースの電圧又はリンク間の電圧が上昇してもタ
ンクキャパシタ１６７間の電圧をゼロに到達させるに充
分な電流をインダクタ１６６に確保するために、クラン
プ電流がＤＣソース電圧Ｖｓのスケールされた値に対し
て所与の関係を保持するまで、ターンオフすることが許
されない。これを達成するために、第２の比較回路３５
は、スケーリング増幅器３７からのライン３６上のＤＣ
供給電圧Ｖｓのスケールされた値に応答する。比較器３
５の出力及び比較器２８の出力は、各々ライン４０、４
１を経てアンド回路４２へ送られ、該アンド回路は双安
定装置３３をリセットしてベース電圧を除去し、トラン
ジスタ１７０をターンオフする。この点において（図２
にｔ１で示す）、ＤＣバスの電圧、図２のＶｃ１は、ゼ
ロ電圧へと下がり始める。バスがゼロ電圧に達すると、
これが、ライン４３の電圧に応答するレギュレータ２２
により感知され（図示されない装置により既知の仕方
で）、全てのスイッチ１５５−１６０が瞬間的にターン
オンしてバスを短絡し、必要なエネルギー伝達を完了
し、これにより、バスは各共振サイクルに常にゼロに復
帰する。図２にｔ２と示されたバスのゼロ電圧時間中に
は、ライン７−９の電流が通常は公知技術により感知さ
れる。図２にＩｓノイズと示された部分トレースにより
明らかなように、これらの曲線はノイズであり、このと
きの電動機のトルクに対して無関係の電流スパイクを有
する。
たとえソースの電圧又はリンク間の電圧が上昇してもタ
ンクキャパシタ１６７間の電圧をゼロに到達させるに充
分な電流をインダクタ１６６に確保するために、クラン
プ電流がＤＣソース電圧Ｖｓのスケールされた値に対し
て所与の関係を保持するまで、ターンオフすることが許
されない。これを達成するために、第２の比較回路３５
は、スケーリング増幅器３７からのライン３６上のＤＣ
供給電圧Ｖｓのスケールされた値に応答する。比較器３
５の出力及び比較器２８の出力は、各々ライン４０、４
１を経てアンド回路４２へ送られ、該アンド回路は双安
定装置３３をリセットしてベース電圧を除去し、トラン
ジスタ１７０をターンオフする。この点において（図２
にｔ１で示す）、ＤＣバスの電圧、図２のＶｃ１は、ゼ
ロ電圧へと下がり始める。バスがゼロ電圧に達すると、
これが、ライン４３の電圧に応答するレギュレータ２２
により感知され（図示されない装置により既知の仕方
で）、全てのスイッチ１５５−１６０が瞬間的にターン
オンしてバスを短絡し、必要なエネルギー伝達を完了
し、これにより、バスは各共振サイクルに常にゼロに復
帰する。図２にｔ２と示されたバスのゼロ電圧時間中に
は、ライン７−９の電流が通常は公知技術により感知さ
れる。図２にＩｓノイズと示された部分トレースにより
明らかなように、これらの曲線はノイズであり、このと
きの電動機のトルクに対して無関係の電流スパイクを有
する。
【００１８】更に本発明によれば、ライン２７、３２及
び３３の信号は、クランプ１７０がターンオフしてバス
電圧がゼロに復帰することが許される時点の直前である
図２のｔ３の時点を感知するのに使用される。これは、
一対のスケーリング増幅器４５、４６を用いることによ
って達成され、これら増幅器は、ライン３２及び３３の
電圧の値を減少し、それらを対応ライン４７、４８を経
て関連比較回路４９、５０へ付与する。これにより、比
較回路は、ライン２７上のクランプ電流の指示が、クラ
ンプトランジスタ１７０をターンオフさせるときよりも
若干低い（この実施形態では９０％）ときに、出力を発
生することができる。両比較回路４９、５０から関連ラ
イン５１、５２に出された出力により、アンド回路５５
は、ライン５６を経て電流センサゲート１９−２１の各
々にサンプリング信号を与える。動作の比較は、ほぼ全
ての場合に比較回路５０で行われ、これは、クランプ電
流の関数をクランプキャパシタの電圧の関数（これは、
前記ジバン氏の特許に開示されたように、通常はほとん
ど静的である）と比較する。比較器４９は、図２のバス
電圧Ｖｃ１が上昇する場合に、この電圧Ｖｃ１をゼロに
戻すに充分なインダクタエネルギーを確保するために長
時間トランジスタをオンに留めるよう保証するものであ
る。
び３３の信号は、クランプ１７０がターンオフしてバス
電圧がゼロに復帰することが許される時点の直前である
図２のｔ３の時点を感知するのに使用される。これは、
一対のスケーリング増幅器４５、４６を用いることによ
って達成され、これら増幅器は、ライン３２及び３３の
電圧の値を減少し、それらを対応ライン４７、４８を経
て関連比較回路４９、５０へ付与する。これにより、比
較回路は、ライン２７上のクランプ電流の指示が、クラ
ンプトランジスタ１７０をターンオフさせるときよりも
若干低い（この実施形態では９０％）ときに、出力を発
生することができる。両比較回路４９、５０から関連ラ
イン５１、５２に出された出力により、アンド回路５５
は、ライン５６を経て電流センサゲート１９−２１の各
々にサンプリング信号を与える。動作の比較は、ほぼ全
ての場合に比較回路５０で行われ、これは、クランプ電
流の関数をクランプキャパシタの電圧の関数（これは、
前記ジバン氏の特許に開示されたように、通常はほとん
ど静的である）と比較する。比較器４９は、図２のバス
電圧Ｖｃ１が上昇する場合に、この電圧Ｖｃ１をゼロに
戻すに充分なインダクタエネルギーを確保するために長
時間トランジスタをオンに留めるよう保証するものであ
る。
【００１９】Ｋｓ（既知）及びＫｃの値は、特定の設計
に対し経験的に決定しなければならない。
に対し経験的に決定しなければならない。
【００２０】以上、特定の実施形態について本発明を説
明したが、本発明の精神及び範囲から逸脱せずに、種々
の変更、削除及び追加がなされ得ることが当業者に理解
されよう。
明したが、本発明の精神及び範囲から逸脱せずに、種々
の変更、削除及び追加がなされ得ることが当業者に理解
されよう。
【図１】本発明によるクランプ式共振リンクインバータ
システムの簡単なブロック回路図である。
システムの簡単なブロック回路図である。
【図２】図１の回路の一連の電圧及び電流の波形を共通
の時間ベースで示すグラフである。
の時間ベースで示すグラフである。
１０ 誘導電動機 １３−１５ 電流センサ ２２ レギュレータ ２６ 電流センサ ２８、３０ 比較回路 ２９ スケーリング増幅器 ３１ クランプ電流基準 ３３ 双安定装置 ４５、４６ スケーリング増幅器 １５５−１６０ スイッチング装置 １６１−１６３ インダクタンス １６５ ＤＣ供給電圧 １６６ インダクタ １６７ キャパシタ １６９ クランプキャパシタ １７０ 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ １７１ 逆並列ダイオード
Claims (9)
- 【請求項１】 高周波共振リンクインバータにより多相
誘導電動機を駆動する方法であって、上記インバータ
は、ＤＣバスと、該ＤＣバスの各側に上記電動機の各相
を接続するためのスイッチとを有し、上記共振リンク
は、上記ＤＣバスにまたがる電圧を上記高周波の各サイ
クルにおいて２回ゼロ電圧に減少させるものであり、上
記方法は、 上記高周波の各サイクルにおいて上記誘導電動機に送ら
れる電流の各相の電流をサンプリングし、そして上記バ
スがゼロ電圧に達するたびに上記バスを完全に短絡する
ように上記スイッチの少なくとも２つを瞬間的に閉じ、
そしてその直後に上記スイッチを選択的に作動して、基
準電流に基づくと共に上記サンプリング段階でサンプリ
ングされた電流に応答して上記誘導電動機へ電流を付与
するという段階を備えた方法において、 上記サンプリング段階は、上記バスにまたがる電圧がゼ
ロ電圧に向かって減少するたびにその直前の時点で上記
誘導電動機に送られる電流の各相の電流をサンプリング
することより成ることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 上記共振リンクは、上記ＤＣバスに直列
のインダクタと、上記ＤＣバスに並列のキャパシタとを
有する周波数決定タンク回路を含み、上記共振リンク
は、上記インダクタにまたがって接続された能動的なク
ランプ回路を有し、このクランプ回路は、逆並列ダイオ
ードがまたがって接続された電子スイッチを含み、この
電子スイッチ及びダイオードは、予め充電されるクラン
プキャパシタと直列であり、 上記共振リンクは、上記インダクタの電流が上記バスを
完全にゼロ電圧に駆動するに充分な時点で上記電子スイ
ッチをターンオフするのに応答して上記高周波の各サイ
クルにおいて２回上記ＤＣバスをゼロ電圧に向けて減少
させ、そして上記サンプリング段階は、上記電子スイッ
チをターンオフするときの直前の時点で上記誘導電動機
に送られる電流の各相の電流をサンプリングすることよ
り成る請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 上記サンプリング段階は、上記クランプ
キャパシタにまたがる電圧に対して所定の関係をもつ上
記クランプ回路の電流に応答して上記誘導電動機へ送ら
れる電流の各相の電流をサンプリングすることより成る
請求項２に記載の方法。 - 【請求項４】 多相誘導電動機を駆動するための共振リ
ンクインバータ制御器において、 ＤＣ電源と、 ＤＣバスと、 上記ＤＣ電源と上記ＤＣバスとの間に接続されて、高周
波数で上記ＤＣバスにまたがる電圧の振動を制御するた
めの共振タンク回路であって、上記ＤＣバスの片側に直
列のインダクタと、上記ＤＣバスにまたがるキャパシタ
とを含むタンク回路と、 上記誘導電動機の各相に１つづつある複数の電流供給ラ
インと、 複数対の供給スイッチであって、各対が上記電流供給ラ
インの１つを上記ＤＣバスの両側に接続するような供給
スイッチと、 上記インダクタにまたがって接続された能動的なクラン
プであって、逆並列ダイオードがまたがって接続された
電子スイッチがクランプキャパシタと直列に接続されて
いるような能動的なクランプと、 上記ダイオードに流れる電流に応答して上記電子スイッ
チをターンオンする手段と、 上記クランプキャパシタにまたがる電圧に対して所定の
関係を保持する第１の大きさの電流が上記クランプキャ
パシタに流れるのに応答して上記電子スイッチをターン
オフする手段と、 上記第１の大きさより若干小さい第２の大きさの電流が
上記クランプキャパシタに流れるのに応答して上記供給
ラインの各々において電流をサンプリングする手段と、 基準電流に基づき且つ上記供給ラインの各々においてサ
ンプリングされた上記電流に応答して上記電動機へ電流
を与えるように上記供給スイッチを選択的に閉じるレギ
ュレータとを備えたことを特徴とする共振リンクインバ
ータ制御器。 - 【請求項５】 高周波共振リンクインバータにより多相
誘導電動機を駆動する方法であって、上記インバータ
は、ＤＣバスと、該ＤＣバスの各側に上記電動機の各相
を接続するための供給スイッチとを有し、上記共振リン
クは、上記ＤＣバス及びＤＣ電源に直列のインダクタ
と、上記ＤＣバスに並列のキャパシタとを有する周波数
決定タンク回路を含み、上記共振リンクは、上記インダ
クタにまたがって接続された能動的なクランプ回路を有
し、このクランプ回路は、逆並列ダイオードがまたがっ
て接続された電子スイッチを含み、この電子スイッチ及
びダイオードは、予め充電されるクランプキャパシタと
直列であり、上記方法は、 上記インダクタの電流が上記バスを完全にゼロ電圧に駆
動するに充分な時点で上記電子スイッチをターンオフ
し、これにより、上記高周波の各サイクルにおいて２回
上記ＤＣバスをゼロ電圧に向かって減少させ、 上記高周波の各サイクルにおいて上記誘導電動機に送ら
れる電流の各相の電流をサンプリングし、そして上記バ
スがゼロ電圧に達するたびに上記バスを完全に短絡する
ように上記供給スイッチの少なくとも２つを瞬間的に閉
じ、そしてその直後に上記供給スイッチを選択的に作動
して、基準電流に基づくと共に上記サンプリング段階で
サンプリングされた電流に応答して上記誘導電動機へ電
流を付与するという段階を備えた方法において、上記タ
ーンオフする段階は、 上記クランプキャパシタにまたがる電圧に対して第１の
所定の関係を保持すると共に、上記ＤＣ電源の電圧に対
して第２の所定の関係を保持する第１の大きさの電流が
上記クランプキャパシタに流れるのに応答して、上記電
子スイッチをターンオフする段階を含むことを特徴とす
る方法。 - 【請求項６】 上記サンプリング段階は、上記電子スイ
ッチをターンオフするときの直前の時点で上記誘導電動
機へ送られる電流の各相の電流をサンプリングすること
より成る請求項５に記載の方法。 - 【請求項７】 上記サンプリング段階は、上記第１の大
きさより若干小さい第２の大きさの電流が上記クランプ
キャパシタに流れるのに応答して上記誘導電動機へ送ら
れる電流の各相の電流をサンプリングすることより成る
請求項５に記載の方法。 - 【請求項８】 多相誘導電動機を駆動するための共振リ
ンクインバータ制御器において、 ＤＣ電源と、 ＤＣバスと、 上記ＤＣ電源と上記ＤＣバスとの間に接続されて、高周
波数で上記ＤＣバスにまたがる電圧の振動を制御するた
めの共振タンク回路であって、上記ＤＣバスの片側に直
列のインダクタと、上記ＤＣバスにまたがるキャパシタ
とを含むタンク回路と、 上記誘導電動機の各相に１つづつある複数の電流供給ラ
インと、 複数対の供給スイッチであって、各対が上記電流供給ラ
インの１つを上記ＤＣバスの両側に接続するような供給
スイッチと、 上記インダクタにまたがって接続された能動的なクラン
プであって、逆並列ダイオードがまたがって接続された
電子スイッチがクランプキャパシタと直列に接続されて
いるような能動的なクランプと、 上記ダイオードに流れる電流に応答して上記電子スイッ
チをターンオンする手段と、 上記クランプキャパシタにまたがる電圧に対して第１の
所定の関係を保持すると共に、上記ＤＣ電源の電圧に対
して第２の所定の関係を保持する第１の大きさの電流が
上記クランプキャパシタに流れるのに応答して上記電子
スイッチをターンオフする手段と、 上記高周波の各サイクルにおいて上記供給ラインの各々
の電流をサンプリングする手段と、 基準電流に基づき且つ上記供給ラインの各々においてサ
ンプリングされた上記電流に応答して上記電動機へ電流
を与えるように上記供給スイッチを選択的に閉じるレギ
ュレータとを備えたことを特徴とする共振リンクインバ
ータ制御器。 - 【請求項９】 上記サンプリング手段は、上記第１の大
きさより若干小さい第２の大きさの電流が上記クランプ
キャパシタに流れるのに応答して上記供給ラインの各々
の電流をサンプリングする請求項８に記載の制御器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/337,343 US5617308A (en) | 1994-11-10 | 1994-11-10 | Noise-immune, clamped, resonant link inverter |
| US08/337343 | 1994-11-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08214560A true JPH08214560A (ja) | 1996-08-20 |
Family
ID=23320167
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7290029A Pending JPH08214560A (ja) | 1994-11-10 | 1995-11-08 | ノイズ裕度のあるクランプ式の共振リンクインバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5617308A (ja) |
| JP (1) | JPH08214560A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017538393A (ja) * | 2014-10-05 | 2017-12-21 | シー−モーティヴ テクノロジーズ インコーポレイテッド | 静電機械システム及び動作方法 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2736221B1 (fr) * | 1995-06-29 | 1997-09-05 | Electricite De France | Convertisseur statique d'energie electrique a semi-conducteurs a fonctionnement optimise en mode zero de tension |
| JP3644174B2 (ja) * | 1997-01-29 | 2005-04-27 | 株式会社デンソー | 電気自動車用制御装置 |
| JP3330050B2 (ja) * | 1997-03-11 | 2002-09-30 | 本田技研工業株式会社 | 電気自動車の制御装置 |
| US6072298A (en) * | 1997-11-14 | 2000-06-06 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for controlling a multi-phase electric motor with a linear rate of current |
| SE511219C2 (sv) * | 1998-01-27 | 1999-08-23 | Asea Brown Boveri | Omriktare där klampningsdioderna ersatts av en aktiv klampningskrets |
| JP3383588B2 (ja) * | 1998-08-04 | 2003-03-04 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JP3501685B2 (ja) * | 1999-06-04 | 2004-03-02 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| GB0006513D0 (en) * | 2000-03-18 | 2000-05-10 | Alstom | Improvements relating to converters |
| US7142439B2 (en) * | 2002-10-23 | 2006-11-28 | Fairchild Semiconductor Corporation | Zero-voltage-switching single-switched resonant DC link with minimized conduction loss |
| EP2792841A1 (en) * | 2013-04-18 | 2014-10-22 | Welltec A/S | Downhole tool capable of withstanding high temperatures |
| DE102014226316A1 (de) | 2014-12-17 | 2016-06-23 | Robert Bosch Gmbh | Kolben-Kraftstoffpumpe für eine Brennkraftmaschine |
| DE102015205881A1 (de) * | 2015-04-01 | 2016-10-06 | Robert Bosch Gmbh | Pulswechselrichter |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4701671A (en) * | 1982-05-27 | 1987-10-20 | North American Philips Corporation | High-frequency oscillator-inverter ballast circuit for discharge lamps |
| US5412557A (en) * | 1992-10-14 | 1995-05-02 | Electronic Power Conditioning, Inc. | Unipolar series resonant converter |
-
1994
- 1994-11-10 US US08/337,343 patent/US5617308A/en not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-11-08 JP JP7290029A patent/JPH08214560A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017538393A (ja) * | 2014-10-05 | 2017-12-21 | シー−モーティヴ テクノロジーズ インコーポレイテッド | 静電機械システム及び動作方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5617308A (en) | 1997-04-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7345896B2 (en) | Secondary side power supply controller and method therefor | |
| US8614568B2 (en) | Gate drive circuit of the voltage drive type semiconductor element and power converter | |
| EP1808955B1 (en) | Inverter device | |
| CN101151793A (zh) | 电流控制器及其电流偏移校正方法 | |
| JPH08214560A (ja) | ノイズ裕度のあるクランプ式の共振リンクインバータ | |
| MY114099A (en) | Motor system capable of obtaining high efficiency and method for controlling a motor. | |
| US4571551A (en) | Flyback modulated switching power amplifier | |
| US20240348180A1 (en) | Arcp converter and control thereof | |
| JP6937431B2 (ja) | 共振型電力変換装置を制御する制御方法及び共振型電力変換装置 | |
| EP4454132A1 (en) | Thyristor current interrupter | |
| KR100727378B1 (ko) | 저항용접전원장치 | |
| KR20230098137A (ko) | 소프트-스위칭 전류원 컨버터 제어를 위한 시스템 및 방법 | |
| JPH0823779B2 (ja) | 電力制御装置 | |
| JPH07115768A (ja) | 共振形コンバータ | |
| US4486824A (en) | PWM Converter with control circuit responsive to minimum holding current | |
| JP2533774Y2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US20090096403A1 (en) | Motor control | |
| JP2002095264A (ja) | Ｐｗｍインバータ | |
| JPH04289781A (ja) | パルス幅変調制御インバータの制御回路 | |
| JP4398122B2 (ja) | 同期整流システムと整流方法 | |
| JPH1023754A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPS6285689A (ja) | モ−タのドライブ回路 | |
| JPH11304873A (ja) | トランジスタ・ユニットの特性測定方法及び装置 | |
| JPH053681A (ja) | 電圧検出装置 | |
| KR100724492B1 (ko) | 디씨 링크전압 검출회로 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040831 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050208 |