JPH08214593A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 直流脈動電圧電源の出力により基準正弦波を
変調することにより、直流電圧の脈動を補償されたＰＷ
Ｍ出力波形を得て、このＰＷＭ出力波形によりインバー
タ部を駆動すると共に負荷側からの回生電力を電源側に
効率良く送り返すと共に運転アドミタンスが最適基準ア
ドミタンスに沿うように出力電圧を制御する高効率のイ
ンバータ装置を提供することを目的とする。 【構成】 インバータ部を駆動するための制御回路（２
０）が、脈動電圧検出手段（２４）により脈動電圧（Ｅ
ｒ）を検出し、基準波形発生手段（２６）の基準波形出
力を変調手段（３４、３８）により変調し、変調波形デ
ータ（３４ａ）を出力し、この変調波形データと三角波
データ（３６ａ）とを比較することにより直流脈動電圧
に対して、補償されたＰＷＭ出力波形を出力し、負荷
（Ｍ）側からの回生電力を回生整流部（１６）を介して
電源側に高率良く送り返すようにし、変調手段（４２）
からの変調信号（ＶＫ）により基準波形出力を変調する
ことにより電動機の省エネ運転するようにしている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は交流誘導電動機用制御装
置に関し、さらに詳しくは、誘導電動機を高効率運転す
ることが可能なインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、誘導電動機用の制御装置として誘
導電動機の電力、力率等のパラメータを利用して誘導電
動機の負荷を検知するようにしたインバータ装置が提案
されていた。これらのインバータ装置は電動機の負荷変
動が緩やかな場合には効果的であった。しかし、コンプ
レッサー等の脈動負荷、あるいは、工作機械や射出成形
機等のように無負荷状態から最大負荷まで０．１秒以内
の瞬間にインパクト負荷が加えられると、負荷検知が不
可能となって制御装置が負荷急変に応答できなかった。
その理由は、電動機がアイドル時に低電圧で駆動されて
いるときに、電動機にインパクト負荷がかかると、その
瞬間に電動機のすべりが急に上昇するからである。すな
わち、負荷急増時に電動機のすべりが急上昇すると、電
動機の回転数が減少するため電力の増加はなく、電力は
逆に減少し、一方、高くならなければならない力率は逆
に減少する傾向となる。このとき、インバータ装置は電
力の減少または力率の低下に応答して、上昇させなけれ
ばならない電動機の端子電圧を下げてしまうため、制御
不能となり、電動機の負荷急増に対して応答性が悪かっ
た。しかも、インバータ装置は通常ＡＣ／ＤＣ変換器の
後流側に大容量のコンデンサを備えているため、インバ
ータ装置の入力力率が悪く、しかも、インバータ装置の
入力側に多くの高調波が発生していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】

めて高速化することを可能として優れた制御性を実現す
るためになされた。トルクとすべりと電動機アドミタン
スの関係は以下の様になっている。 （１）トルク増→すべり増→電動機アドミタンス増 （２）トルク減→すべり減→電動機アドミタンス減 つまり電動機アドミタンスを一定のレベルに制御するこ
とで負荷トルクが変化しても一定のすべりで電動機の運
転をすることが可能で、アドミタンス値を、誘導電動機
の最も効率の良いすべりの時の値になるように設定する
と電動機の高効率運転を可能にすることができる。しか
も、インバータ装置においてコンデンサを用いないで入
力力率および高調波を著しく改善することを目的とす
る。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明のインバータ装置は、誘導電動機の運転ア
ドミタンスを演算して、この運転アドミタンスを予め定
められた最適アドミタンスと比較し、両アドミタンスの
偏差が零となるように電圧調整するとともに、交流を直
流に整流したときに発生する脈動電圧を脈動電圧補償手
段で補償することを特徴とする。

【０００５】

【作用】この発明は誘導電動機の運転アドミタンスを検
出して、運転アドミタンスと誘導電動機の端子電圧を最
適基準アドミタンスとの偏差を零にする制御信号を電圧
調整手段に与えるとともに、交直変換後の脈動電圧に応
答して電圧調整手段に補償を加えることにより、誘導電
動機を常時最適アドミタンスで駆動して高効率運転を可
能とできる。

【０００６】

【実施例】以下、この発明によるコンデンサレス・イン
バータ装置の第１実施例を図１に基づき説明する。図１
において、インバータ装置１０は交流電源に接続された
端子１２と誘導電動機１４との間に接続されている。イ
ンバータ装置１０は交流電源からの電源電圧を直流脈動
電圧に整流する回生整流部（直流脈動電圧源）１６と、
直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数の交流電圧に変換
するインバータ部１８と、インバータ部１８の出力電圧
に直流電圧の脈動が現れないように直流電圧の脈動を相
殺するための補償を行ないながらインバータ部１８を制
御する制御回路２０を備える。回生整流器１６は後述の
ように負荷側の回生電力を電源側に効率よく送り返すも
のである。

【０００７】制御装置２０は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを
検出する手段２４と、任意周波数を指令する周波数指令
器２５と、周波数指令器２５の出力により周波数に対応
した正弦波または台形波（以下基準正弦波という）から
なる基準電圧信号２６ａを出力するＶ／Ｆ変換器（基準
正弦波発生器）２６と、Ｖ／Ｆ変換器２６に電動機１４
の負荷に応じて可変の出力電圧設定係数ＶＫを供給して
インバータ部１８の出力電圧を調整するための乗算器２
８と、基準電圧ＶＲを発生する基準電圧発生手段３０
と、Ｖ／Ｆ変換器２６の基準電圧信号２６ａを乗算器２
８の出力により変調するために乗算器３２と、直流脈動
電源補償手段として作用する基準正弦波変調手段３４
と、三角波信号３６ａを発生する手段３６と、ＰＷＭ波
形出力３８ａを発生する手段３８と、ＰＷＭ波形出力３
８ａに応答してドライブ信号を作成するドライバ回路手
段４０とを備える。

【０００８】制御回路２０は周波数指令器２５の出力と
誘導電動機１４の予め定められたアドミタンスに対応し
た変調パラメータでパルス幅変調回路のパルス幅変調信
号に変調をかけて、後述の如く、周波数ごとに複数の曲
線パターン上で電動機負荷に沿って下限値から上限値ま
で供給電圧を変化させるための変調手段４２を備える。
変調手段４２は電動機１４の運転アドミタンスを検出す
る運転アドミタンス検出器４４と、最適基準アドミタン
ス指令器４６と、偏差検出用比較器４８と、積分器５０
とを備える。最適基準アドミタンス指令器４６は基準ア
ドミタンス指令器５２と、電動機の供給電圧に応答して
周波数毎に異なる曲線パターン上で変化する多数の補償
関数を発生する関数発生器５４と、周波数指令信号２５
ａに応答して関数発生器５２の多数の補償関数から任意
の関数を選択する関数選択器５６と、基準アドミタンス
指令器５２の出力と関数発生器５４の出力とを乗算して
電動機１４を高効率運転のための周波数毎に予め定めら
れた最適基準アドミタンスパターン（図２参照）に対応
した最適アドミタンス信号５８ａを出力する乗算器５８
を備える。最適基準アドミタンスパターンの各々は任意
の周波数において誘導電動機を高効率で運転するための
予め定められたすべりで運転するための値に設定してあ
る。図２は誘導電動機の供給電圧と最適基準アドミタン
スとの関係を示すグラフを表し、供給電圧の上昇につれ
てアドミタンスは緩やかに増加し、アドミタンスは運転
周波数の減少につれて増大して、各周波数毎に負荷に応
じて最適の供給電圧を供給する（図３参照）。図１にお
いて、誘導電動機１４の供給電圧とはインバータ部１８
の出力電圧またはＶ／Ｆ変換器２６の基準電圧信号２６
ａのいずれでも良い。ここで、電動機１４の供給電圧と
は供給電圧に関連したパラメータであれば、Ｖ／Ｆ変換
器２６の電圧信号２６ａのいずれでも良い。乗算器５８
から出力された最適基準アドミタンス信号５８ａは比較
器４８にて検出された運転アドミタンス信号４４ａと比
較され、その偏差が信号Ｅｒｒとして積分器５０で積分
され、変調パラメータ５０ａとして乗算器２８に供給さ
れる。乗算器２８は変調パラメータ５０ａと基準電圧信
号ＶＲとを掛け算してその演算結果を変調基準電圧信号
ＶＫとして出力する。この変調された基準電圧信号ＶＫ
が乗算器３２に供給されて基準電圧信号２６ａが変調さ
れ、その後、直流脈動電圧検出器２４の出力Ｅｒによっ
て脈動電圧が補償される。

【０００９】直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒは制御装置２０の
直流脈動電圧検出器２４に入力され、直流脈動電圧検出
器２４は直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒを（１／Ｋ２）倍する
とともに主回路との絶縁を兼ねることを目的としてい
る。直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒは直流脈動電圧検出器２４
で（１／Ｋ２）倍にされ検出電圧Ｅｒとなる。検出電圧
Ｅｒの波形は図４のような波形となっている。これは三
相交流を整流したままの脈動電圧波形である。この検出
電圧Ｅｒは直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒと同じ波形の形をし
ている。基準波形発生器２６は目的とする出力波形を発
生させる。

【００１０】図１の実施例では出力が三相であるので３
つの波形発生器が同一の波形を位相差１２０°で発生し
ている。また出力が単相の場合は波形発生器は１つで良
い。各々の波形発生器２６の出力２６ａは出力電圧設定
レベルＶＫにてレベルが変化できるような構成となって
いる。

【００１１】基準波形発生器２６の出力２６ａは乗算器
３２により変調された後除算器からなる直流脈動電圧補
償手段３４に入力される。除算器３４は乗算器３２の出
力を検出電圧Ｅｒで除算し、検出電圧Ｅｒにて変調また
は補償された出力波形または動作波形３４ａを検出す
る。動作波形３４ａはＰＷＭは軽信号発生器として作用
する電圧比較器３８に入力される。電圧比較器３８は動
作波形３４ａとを常に一定周期振幅で三角波を発生して
いる三角波発生３６からの三角波３６ａとを比較し、Ｐ
ＷＭ波形信号３８ａを出力する。ドライバ回路４０はＰ
ＷＭは軽信号３８ａをインバータ部１８の動作に適した
信号レベルに変換し、インバータ部１８を駆動する。

【００１２】以上の構成により動作する各部の波形を図
５に示す。図５では説明の簡略化のため“Ｘ”点で直流
脈動電圧Ｋ２・Ｅｒが１／２Ｅｒのレベルになり、
“Ｙ”点で検出運転アドミタンスが最適基準アドミタン
ス５８ａのよりも低いレベル４４’ａになったとして説
明する。

【００１３】図６に基準波形で駆動したインバータ装置
の出力電圧波形５９を示す。図７に基準波形で駆動した
インバータ装置の出力電圧１８ａの平均値を示す。出力
電圧１８ａはほぼ正弦波に近似できる。ところがコンデ
ンサレス・インバータでは主回路の直流電圧が図２のよ
うな脈動電圧となっており、この電圧が図８の様に出力
電圧は計６０に重畳されてくる。この脈動電圧が出力電
圧に重畳されると出力電圧の平均値は図９の出力電圧６
２の平均値において直流の脈動電圧の影響が現れてく
る。本発明ではこの脈動電圧により基準正弦波形を瞬時
に補償し図１０のようなＰＷＭ出力波形６４とする。こ
の波形から判るように図８の出力波形６０に比較して脈
動電圧値の山の点では導通幅を基準値より狭く、谷の点
では導通幅を基準値より広くしている。図１０のような
出力波形でコンデンサレス・インバータ装置を駆動する
とその出力電圧の平均値は図１１のような平均出力電圧
波形６６となり直流脈動電圧を供給しても基準波形と全
く同様のほぼ正弦波にすることができる。

【００１４】図５に戻って、ＰＷＭ波形信号３８ａは出
力波形３４ａと三角波３６ａを電圧比較器３８にて比較
して得られた信号である。“Ｘ”の点で直流脈動電圧Ｋ
２・Ｅｒが１／２になったとすると図５の様に検出電圧
Ｅｒの波形も１／２になる。そうすると出力波形３４ａ
は変調出力波形３４’ａのように２倍の振幅となる。Ｐ
ＷＭは軽信号３８’ａは“Ｘ”の点以降、ＰＷＭ波形信
号３８ａよりも導通幅が大きくなっているのがわかり、
ゆえに直流脈動Ｋ２・Ｅｒが減少すると導通幅を大きく
して出力電圧に直流脈動電圧Ｋ２・Ｅｒの影響が現れな
いように動作しているのがわかる。

【００１５】図５において“Ｘ”点から“Ｙ”点までは
運転アドミタンス４４ａが最適基準アドミタンス５８ａ
に一致している場合を示す。“Ｙ”点において電動機１
４の負荷が下がると、運動アドミタンスがレベル４４’
ａまで低下する。このとき、積分器５０の出力５０ａは
レベル５０’ａの如く低下し、乗算器２８の出力ＶＫは
レベルＶＫ’となる。その結果、Ｖ／Ｆ変換器２６の基
準電圧信号２６ａは乗算器３２により出力ＶＫ’に応答
して、乗算器３２の出力３２’ａは出力３２ａよりも振
幅が小さくなり、ＰＷＭ波形信号３８”ａはパルス幅が
小さくなってインバータ部１８の出力電圧１８ａが小さ
くなる。このように、電動機１４の負荷が大きくなる
と、インバータ部１８の出力電圧１８ａは大きくなり、
電動機１４の負荷が小さくなるとインバータ部１８の出
力電圧１８ａは小さくなる。

【００１６】図１２において回生整流部１６は順方向整
流ダイオードＤＲＰ、ＤＲＮ、ＤＳＰ、ＤＳＮ、ＤＴ
Ｐ、ＤＴＮと逆方向還流トランジスタＱＲＰ、ＱＲＮ、
ＱＳＰ、ＱＳＮ、ＱＴＰ、ＱＴＮと同期回路１６ａと、
同期回路１６ａの出力１６ａに応答するドライブ回路１
６ｂとを備えている。動作としては電力が交流電源１２
からインバータ部側に向かっているときは順方向整流ダ
イオードに電流が流れており電力が回生整流部１６から
交流電源１２に向かっているとき逆方向還流トランジス
タに電流が流れるようになっている。この回路や直流電
圧の上昇を確認して逆方向還流トランジスタを制御する
ような必要がなく従来の回生法に比して制御回路が非常
に簡単となり、また、調整個所が必要なく直流電圧はど
のような運転モードの時でも常に一定の脈動電圧となり
コンデンサレスインバータに最も適した回生回路とな
る。

【００１７】以下、回生整流部１６の動作を説明する。
主回路のＲ、Ｓ、Ｔより同期回路１６ａに同期用信号
Ｒ、Ｓ、Ｔを入力する。図１３に同期回路１６ａの内部
を示す。同期回路１６ａは整流用ダイオードＤａと同期
検出用のフォトカプラＰＣ１−ＰＣ６とフォトカプラ保
護用ダイオードＤｒと抵抗負荷Ｒで構成されている。図
１４は図１３の同期回路の動作を示した波形図である。
Ｒには三相全波整流した電圧が印加され、電流ＩＲが三
相全波整流の波形で流れている。この電流はＩ１〜Ｉ６
の電流にわけられる。電流Ｉ１〜Ｉ６の流入したフォロ
カプラは動作し信号を伝達する。フォトカプラより伝達
された信号はドライブ回路１６ａに入力され、それぞれ
波形整形と絶縁を行なってドライブ信号Ｂ１−Ｂ６とな
り、逆方向還流トランジスタＱＲＰ、ＱＲＮ、ＱＳＮ、
ＱＴＰ、ＱＴＮを駆動する。以上の動作で回生整流回路
を構成できる。

【００１８】

【発明の効果】以上より明らかなように本発明ではイン
バータ装置において誘導電動機の予め定められた最適基
準アドミタンスに対応した変調パラメータでパルス幅変
調信号に変調をかけることにより周波数毎に異なる曲線
パターン上で負荷に沿って下限値から上限値までインバ
ータ部の出力電圧を調整して誘導電動機を常に最適アド
ミタンスで高効率運転することを可能とし、しかも、制
御回路によって直流脈動電圧の補償を行なうようにＰＷ
Ｍ出力波形を発生させ、さらに負荷側の回生電力を電源
側に容易に送り返すことにより、大容量の平滑コンデン
サを不要にして、入力力率が高く、高調波の発生率が低
く、超寿命でしかも極めて小形のコンデンサレス・イン
バータ装置を実現することができ、実用上の大きな利点
がもたらせる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による望ましい実施例のインバータ装
置を示す。

【図２】 任意周波数毎の最適基準アドミタンスと供給
電圧との関係を示すグラフである。

【図３】 任意周波数毎の供給電圧と電動機負荷との関
係を示すグラフである。

【図４】 脈動電圧検出器の出力である脈動電圧波形図
である。

【図５】 図５は図１の制御回路の各種波形図を示す。

【図６】 基準波形で駆動したインバータ装置の出力電
圧波形を示す。

【図７】 図５の出力電圧波形の平均値を示す。

【図８】 脈動電圧と出力電圧との関係を示す波形図を
示す。

【図９】 図８の出力電圧波形の平均値を示す波形図を
示す。

【図１０】 本発明のインバータ装置による直流脈動電
圧と出力電圧波形との関係を示す。

【図１１】 図１０の出力電圧波形の平均値を示す。

【図１２】 図１のインバータ装置の回生整流部の具体
的な回路例を示す。

【図１３】 図１７の回生整流部の同期回路の具体的回
路例を示す。

【図１４】 図１３の同期回路の動作を示した波形図で
ある。

【符号の説明】 １２ 交流電源 １４ 交流誘導電動機 １６ 回生整流 １８ インバータ部 ２０ 制御回路 ２４ 脈動電圧検出器 ２６ 基準波形発生器 ２８ 乗算器 ３０ 基準電圧設定器 ３２ 乗算器 ３４ 除算器 ３６ 三角波発生器 ３８ 比較器 ４０ ドライバ ４２ 変調手段 ４４ アドミタンス検出器 ４６ 最適基準アドミタンス指令器 ４８ 比較器 ５２ 基準アドミタンス設定器 ５４ 関数発生器 ５８ 乗算器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源の電圧を直流脈動電圧に整流す
   る回生整流部と、直流脈動電圧を可変電圧・可変周波数
   の供給電圧に変換して誘導電動機を駆動するインバータ
   部と、前記直流電圧の脈動を相殺するように補償する脈
   動電圧補償手段と、任意周波数を指令する周波数指令手
   段と、任意周波数に応答してインバータ部を制御するた
   めのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、最適
   アドミタンスを指令する手段と、前記供給電圧と前記誘
   導電動機の電流とから電動機の運転アドミタンスを検出
   する手段と、最適アドミタンスと運転アドミタンスとの
   偏差に応じた変調信号を発生する手段と、変調信号に応
   じてＰＷＭ信号を変調させる変調手段とを備え、前記回
   生整流部が前記電源電圧を前記インバータ部へ通過させ
   るための順方向整流ダイオード手段と、回生電力を前記
   交流電源側に導通するための逆方向還流手段とからなる
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、前記脈動電圧補償手
   段が脈動電圧検出手段と、脈動電圧検出手段の出力に応
   答してＰＷＭ信号を補償する補償回路手段を備えるイン
   バータ装置。
3. 【請求項３】 請求項１において、最適アドミタンス指
   令手段が基準アドミタンス設定手段と、前記供給電圧と
   前記任意周波数に応答して補償関数を発生する手段と、
   基準アドミタンスと補償関数との乗算により前記最適ア
   ドミタンスを発生する手段とを備えるインバータ装置。
4. 【請求項４】 請求項１において、前記回生整流部が前
   記電源電圧に応答して同期信号を発生する同期回路手段
   と、前記同期信号に応答して前記逆方向還流手段を駆動
   するためにドライブ信号を発生するドライブ回路手段と
   からなるインバータ装置。