JPH082181B2 - 電力変換器のｐｗｍパルス発生方法及び装置 - Google Patents
電力変換器のｐｗｍパルス発生方法及び装置Info
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- JPH082181B2 JPH082181B2 JP60223594A JP22359485A JPH082181B2 JP H082181 B2 JPH082181 B2 JP H082181B2 JP 60223594 A JP60223594 A JP 60223594A JP 22359485 A JP22359485 A JP 22359485A JP H082181 B2 JPH082181 B2 JP H082181B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は半導体スイッチで構成され、３相交流と直流
との間で電力の授受を行う３相電力変換器のPWMパルス
発生方法及び装置の改良に関する。
との間で電力の授受を行う３相電力変換器のPWMパルス
発生方法及び装置の改良に関する。
３相全波整流回路に６個の半導体スイツチ（逆阻止機
能を有するGTOやダイオードとGTOやトランジスタの直列
回路）PU,PV,PW,NU,NV,NWを用い、直流出力に直流リア
クトルLd、電源入力端にコンデンサCU,CV,CWを接続した
電流形コンバータを第２図に示す。この方式は、例えば
昭和60年度電気学会全国大会「502正弦波入出力電流形G
TOインバータシステム」（本部光幸他３名）等にその回
路方式が示されている。半導体スイツチの制御信号は三
角波状の、電源より周波数が十分大きい搬送波と相電圧
EU,EV,EWに比例し、所要の出力電圧によつてその波高値
が変わる変調波を比較することにより得ることが多い。
能を有するGTOやダイオードとGTOやトランジスタの直列
回路）PU,PV,PW,NU,NV,NWを用い、直流出力に直流リア
クトルLd、電源入力端にコンデンサCU,CV,CWを接続した
電流形コンバータを第２図に示す。この方式は、例えば
昭和60年度電気学会全国大会「502正弦波入出力電流形G
TOインバータシステム」（本部光幸他３名）等にその回
路方式が示されている。半導体スイツチの制御信号は三
角波状の、電源より周波数が十分大きい搬送波と相電圧
EU,EV,EWに比例し、所要の出力電圧によつてその波高値
が変わる変調波を比較することにより得ることが多い。
しかし、この場合、搬送波発生回路，変調波発生回
路，比較回路が各２組必要となり、パルス制御装置が複
雑となり、かつ高価となる欠点がある。
路，比較回路が各２組必要となり、パルス制御装置が複
雑となり、かつ高価となる欠点がある。
また、パルス制御装置をアナログ回路で構成するとパ
ルス幅のバラツキが問題となるため、これをマイクロコ
ンピユータ等を用いてデイジタル回路で構成しようとす
る試みもなされているが、この場合も搬送波と変調波を
利用する手法を採用すると回路やプログラムが複雑とな
り、またマイクロコンピユータの処理間時をほとんど占
有してしまい、他の処理ができなくなるなどの問題が生
じる。
ルス幅のバラツキが問題となるため、これをマイクロコ
ンピユータ等を用いてデイジタル回路で構成しようとす
る試みもなされているが、この場合も搬送波と変調波を
利用する手法を採用すると回路やプログラムが複雑とな
り、またマイクロコンピユータの処理間時をほとんど占
有してしまい、他の処理ができなくなるなどの問題が生
じる。
本発明の目的は、６個の半導体スイツチを用いた電力
変換器のPWMパルス発生方法及び装置をマイクロコンピ
ユータに適した手法とすることにより、高信頼度で安価
なパルス発生装置を提供することにある。
変換器のPWMパルス発生方法及び装置をマイクロコンピ
ユータに適した手法とすることにより、高信頼度で安価
なパルス発生装置を提供することにある。
本発明の特徴は、電源電圧１周期を6m個の周期に等分
割し、１周期内に同極性の相電圧の端子から他の端子に
向つて正又は負の電流パルスを各１個発生し、かつその
パルス幅が各々相電圧に比例し、両パルスがそれらの相
順の順序で連続しているように制御するところにある。
分割された各周期内では、スイッチングされるべきアー
ムの半導体スイッチがそれぞれ各１回オン・オフするの
で、以下、これらの周期をキャリア周期と呼び、それら
周期の発生する頻度の周波数をキャリア周波数と呼ぶこ
ととする。
割し、１周期内に同極性の相電圧の端子から他の端子に
向つて正又は負の電流パルスを各１個発生し、かつその
パルス幅が各々相電圧に比例し、両パルスがそれらの相
順の順序で連続しているように制御するところにある。
分割された各周期内では、スイッチングされるべきアー
ムの半導体スイッチがそれぞれ各１回オン・オフするの
で、以下、これらの周期をキャリア周期と呼び、それら
周期の発生する頻度の周波数をキャリア周波数と呼ぶこ
ととする。
電源の１周期である電気角２πradはπ/3radの期間６
個に分割することができるが、そのうちの１つである、
Ｕ相電圧電気角で0radからπ/3radまでの間のＵ相,W相
の電圧波形を第３図に示す。Ｖ相電圧はこの期間は負の
値になつている。
個に分割することができるが、そのうちの１つである、
Ｕ相電圧電気角で0radからπ/3radまでの間のＵ相,W相
の電圧波形を第３図に示す。Ｖ相電圧はこの期間は負の
値になつている。
この期間に正の出力電圧を発生するためには、半導体
スイツチNVを閉じておき、PU又はPWを閉じれば良い。出
力電圧を零にするためにはPVを閉じればよい。
スイツチNVを閉じておき、PU又はPWを閉じれば良い。出
力電圧を零にするためにはPVを閉じればよい。
第３図に示したπ/3radの期間を更にｍ個に分割し、
そのｌ番目の期間（（ｌ−１）π／（3m）radからｌπ
／（3m）radまで）中に、α1lradにPUを閉じてβ1lrad
に開き、α2lradにPWを閉じてβ2lradに開くとする。こ
の時α1lradからβ1lradまではＵ相からＶ相に、α2lra
dからβ2lradまではＷ相からＶ相にそれぞれ電流が流れ
る。
そのｌ番目の期間（（ｌ−１）π／（3m）radからｌπ
／（3m）radまで）中に、α1lradにPUを閉じてβ1lrad
に開き、α2lradにPWを閉じてβ2lradに開くとする。こ
の時α1lradからβ1lradまではＵ相からＶ相に、α2lra
dからβ2lradまではＷ相からＶ相にそれぞれ電流が流れ
る。
このパルス幅を広げると出力電圧は大きくなり、この
パルス幅を制御することによつて出力電圧を制御するこ
とができる。
パルス幅を制御することによつて出力電圧を制御するこ
とができる。
最大パルス幅に対する比を通流率γと表すことにす
る。
る。
また、このパルス幅を電源相電圧の波高値と比例させ
ることができれば、入力電流の基本波成分は電源電圧と
同相となり、第3,5高調波など低次の高調波成分が小さ
くなる。
ることができれば、入力電流の基本波成分は電源電圧と
同相となり、第3,5高調波など低次の高調波成分が小さ
くなる。
その事は電源電流波形を高調波分析することによつて
確認できる。
確認できる。
ここでコンバータ出力電流は直流リアクトルLdにより
十分平滑されており脈動が無いとし、また第３図の波形
が３相平衡状態になるように各モードで対称に制御が行
われるとする。
十分平滑されており脈動が無いとし、また第３図の波形
が３相平衡状態になるように各モードで対称に制御が行
われるとする。
この条件での電源電流をフーリエ解析したときのフー
リエ係数anはｎが偶数又は３の倍数の時は０となり、高
調波成分は第6J±１次（Ｊは整数）の成分のみが発生す
ることになり、次式が成立する。
リエ係数anはｎが偶数又は３の倍数の時は０となり、高
調波成分は第6J±１次（Ｊは整数）の成分のみが発生す
ることになり、次式が成立する。
また、ｂ6J±１は（１）式の右辺に於てcosを−sinに
置き換えることによつて得られ、高調波成分C6T±１は によつて得られる。
置き換えることによつて得られ、高調波成分C6T±１は によつて得られる。
ここで本発明の効果を明らかにするために、本発明を
採用しない場合の電源高調波電流成分を求めてみる。
採用しない場合の電源高調波電流成分を求めてみる。
まず、電源電圧の高い方のみ点弧させる場合について
検討する。
検討する。
π/3radをｍ個に分割した場合、ｍを偶数として通流
率γに従つて次のようにパルス幅を決める。
率γに従つて次のようにパルス幅を決める。
１ｌm/2のとき m/2 ｌ ｍのとき この時のＵ相電気角で0radからπ/3radまでの電流波
形を第４図に示す。ｍ＝４の場合の波形である。
形を第４図に示す。ｍ＝４の場合の波形である。
実線はＵ相からＶ相への電流波形、点線はＷ相からＶ
相への電流波形である。Ｕ相電流波形は0rad〜π/3rad
は第４図の実線、π/3rad〜２π/3radは第４図の実線と
点線を加えた波形、２π/3rad〜πradは点線の波形とな
り、これが正の半周期の波形である。その後のπrad〜
２πradの波形は逆極性の同一波形となる。
相への電流波形である。Ｕ相電流波形は0rad〜π/3rad
は第４図の実線、π/3rad〜２π/3radは第４図の実線と
点線を加えた波形、２π/3rad〜πradは点線の波形とな
り、これが正の半周期の波形である。その後のπrad〜
２πradの波形は逆極性の同一波形となる。
この波形の高調波成分を求めた結果を第５図に示して
いる。横軸は高調波次数をＪで表わし、縦軸はコンバー
タ入力電流の各高調波成分の実効値と出力電流の比をdB
で示している。また通流率γが変わると高調波電流も変
わるが、通流率を０から１まで変化させて高調波が最大
の値を取っている。電源周波数は50HZの場合であり、キ
ャリア周波数fcは、fc＝６×50×ｍ＝300mとなり、ｍが
２、４、６、及び８の場合につき、それぞれ実線、丸印
と破線、三角印と破線、及び×印と実線で示している。
即ち、例えば、キャリア周波数fc＝0.6KHZの実戦は、30
0mHz＝0.6KHZであり、分割数ｍ＝２の場合を示すことが
分かる。図上に示すように、高調波次数ｎは、ｎ＝6J±
１であるから、Ｊ＝２のとき、ｎ＝６×２±１＝13又は
11次調波である。横軸Ｊ＝２をまたいで図のすぐ左側が
第11次調波で、最大となっており、横軸Ｊ＝２をまたい
で図のすぐ右側が第13図調波であり、最大値よりも若干
小さくなっている。ｍ＝４、６及び８の場合も同様に理
解でき、図から、ほぼ同様の性質を持つことも明らかで
ある。このように、分割数ｍ＝２、４、６及び８に対応
して、Ｊ＝２、４、６及び８の近傍にそれぞれ最大の高
調波が現れる。これはパルス数に関係しやむを得ないこ
とであり、如何にそれ以外の領域での高調波を小さくで
きるかが課題である。第５図の場合はまだまだ不十分で
ある。
いる。横軸は高調波次数をＪで表わし、縦軸はコンバー
タ入力電流の各高調波成分の実効値と出力電流の比をdB
で示している。また通流率γが変わると高調波電流も変
わるが、通流率を０から１まで変化させて高調波が最大
の値を取っている。電源周波数は50HZの場合であり、キ
ャリア周波数fcは、fc＝６×50×ｍ＝300mとなり、ｍが
２、４、６、及び８の場合につき、それぞれ実線、丸印
と破線、三角印と破線、及び×印と実線で示している。
即ち、例えば、キャリア周波数fc＝0.6KHZの実戦は、30
0mHz＝0.6KHZであり、分割数ｍ＝２の場合を示すことが
分かる。図上に示すように、高調波次数ｎは、ｎ＝6J±
１であるから、Ｊ＝２のとき、ｎ＝６×２±１＝13又は
11次調波である。横軸Ｊ＝２をまたいで図のすぐ左側が
第11次調波で、最大となっており、横軸Ｊ＝２をまたい
で図のすぐ右側が第13図調波であり、最大値よりも若干
小さくなっている。ｍ＝４、６及び８の場合も同様に理
解でき、図から、ほぼ同様の性質を持つことも明らかで
ある。このように、分割数ｍ＝２、４、６及び８に対応
して、Ｊ＝２、４、６及び８の近傍にそれぞれ最大の高
調波が現れる。これはパルス数に関係しやむを得ないこ
とであり、如何にそれ以外の領域での高調波を小さくで
きるかが課題である。第５図の場合はまだまだ不十分で
ある。
本発明はこのような高調波電流特性をより理想的なも
のにすることを目的としており、電源電流のパルス幅を
相電圧に比例させることにより、フイルタによつて除く
ことの困難な第5,7高調波などの低次の高調波成分を低
減することを目的とする。
のにすることを目的としており、電源電流のパルス幅を
相電圧に比例させることにより、フイルタによつて除く
ことの困難な第5,7高調波などの低次の高調波成分を低
減することを目的とする。
パルスの順序としてはＷ相パルスを前に出すことに
し、Ｕ相パルスを間隔を空けずに発生することにした。
すなわち、本発明は、２つの同極性電圧端子間でそれら
の相順と同じ順序で間隔を空けずパルスを発生させる。
し、Ｕ相パルスを間隔を空けずに発生することにした。
すなわち、本発明は、２つの同極性電圧端子間でそれら
の相順と同じ順序で間隔を空けずパルスを発生させる。
各キャリア周期の中心の電気角での相電圧の波高値と
パルス幅を比例させ、通流率γも乗じている。
パルス幅を比例させ、通流率γも乗じている。
この場合は次のようになる。
この場合の電流波形を第１図（ａ）に示す。Ｕ層電圧
の電気角で0rad〜π/3radの波形を示しているが、他の
期間の波形は第４図の場合と同じ方法で得られる。
の電気角で0rad〜π/3radの波形を示しているが、他の
期間の波形は第４図の場合と同じ方法で得られる。
この電流波形に対する高調波電流の計算結果を第６図
に示す。
に示す。
キャリア周波数fcに近い成分、即ちＪ＝２、４、６及
び８における各特性の高調波電流成分（最大値）は第５
図に比べむしろ増加しているが、その他の周波数成分は
大幅に減少している。実線fc＝0.6KHZを例に採って説明
すれば、前記キャリア周波数fcに近い成分、即ちＪ＝２
における高調波電流は、Ｊ＝２のすぐ右の第13（6m＋
１）次高調波成分が最大となり、第５図の場合より若干
増加している。しかし、Ｊ＝２のすぐ左の第11（6m−
１）次調波は第５図より低下させ、特にＪ＝１の高調波
次数ｎ＝6J±１＝６×１±１＝７及び５次高調波成分を
図の通り大きく低減することができる。低次の高調波を
大きく低減できれば、フイルタの構成上有利である。
び８における各特性の高調波電流成分（最大値）は第５
図に比べむしろ増加しているが、その他の周波数成分は
大幅に減少している。実線fc＝0.6KHZを例に採って説明
すれば、前記キャリア周波数fcに近い成分、即ちＪ＝２
における高調波電流は、Ｊ＝２のすぐ右の第13（6m＋
１）次高調波成分が最大となり、第５図の場合より若干
増加している。しかし、Ｊ＝２のすぐ左の第11（6m−
１）次調波は第５図より低下させ、特にＪ＝１の高調波
次数ｎ＝6J±１＝６×１±１＝７及び５次高調波成分を
図の通り大きく低減することができる。低次の高調波を
大きく低減できれば、フイルタの構成上有利である。
このような高調波電流特性であれば、電源にキヤリア
周波数に近い周波数で共振する直列共振フイルタを並列
に挿入することにより高調波電流を低減させることがで
きる。
周波数に近い周波数で共振する直列共振フイルタを並列
に挿入することにより高調波電流を低減させることがで
きる。
この場合、Ｗ相パルスはキヤリア周期の最前部に置い
たが、Ｗ相パルスをずらしても、Ｗ相パルスとＵ相パル
スを連続していれば高調波電流特性はほとんど変化しな
い。
たが、Ｗ相パルスをずらしても、Ｗ相パルスとＵ相パル
スを連続していれば高調波電流特性はほとんど変化しな
い。
（４）式では相電圧としてはキヤリア周期の中心の相
電圧電気角を使用しているが、この代りに、キヤリア周
期の平均相電圧に採用することもできる。
電圧電気角を使用しているが、この代りに、キヤリア周
期の平均相電圧に採用することもできる。
次にＵ相パルスを先に置いた場合について本発明と比
較検討する。この場合は次のようになる。
較検討する。この場合は次のようになる。
α1l＝π（ｌ−１）／（3m） β1l＝α2l＝α1l＋πγsin｛π（ｌ −0.5）／（3m）｝／（3m） β2l＝α2l＋πγsin｛π（ｌ−0.5）／（3m） −４π/3｝／（3m） …（５） この場合の高調波電流特性を第７図に示す。
この場合は第6m−１次高調波電流が最大、第3m−１次
高調波電流が最小といずれも周波数が下がつているの
で、フイルタの必要容量が大きくなり不利である。具体
的に、キャリア周波数fc＝0.6KHZの特性で考える。第６
図での高調波の最大値は、Ｊ＝２の第13次高調波であ
る。一方、第７図での高調波の最大値は、第７図から明
らかなように、Ｊ＝２のうち、高調波次数ｎ＝6J−１＝
11の第11次高調波である。これらの周波数の差と、良く
知られているリアクトルＬとコンデンサＣによるフイル
タの容量は周波数の２乗に反比例することから、第６図
は第７図の約70％で済む。また、最大出力電圧もＷ相を
前にだした第６図の方が、２％程度大きくなる。これは
変換器効率を全体で２％向上できることとほぼ等価であ
り、電源の有効利用の観点から効果は大きい。
高調波電流が最小といずれも周波数が下がつているの
で、フイルタの必要容量が大きくなり不利である。具体
的に、キャリア周波数fc＝0.6KHZの特性で考える。第６
図での高調波の最大値は、Ｊ＝２の第13次高調波であ
る。一方、第７図での高調波の最大値は、第７図から明
らかなように、Ｊ＝２のうち、高調波次数ｎ＝6J−１＝
11の第11次高調波である。これらの周波数の差と、良く
知られているリアクトルＬとコンデンサＣによるフイル
タの容量は周波数の２乗に反比例することから、第６図
は第７図の約70％で済む。また、最大出力電圧もＷ相を
前にだした第６図の方が、２％程度大きくなる。これは
変換器効率を全体で２％向上できることとほぼ等価であ
り、電源の有効利用の観点から効果は大きい。
Ｕ相電圧を後方に移動すると最大出力電圧が増加する
ことから、Ｕ相電圧をキヤリア周期の後部に移動した場
合についても検討してみた。この場合は次のようにな
る。
ことから、Ｕ相電圧をキヤリア周期の後部に移動した場
合についても検討してみた。この場合は次のようにな
る。
α2l＝π（ｌ−１）／（3m） β2l＝α2l＋πγsin｛π（ｌ−0.5）／（3m） −４π/3｝／（3m） β1l＝πl/（3m） α1l＝β1l−πγsin｛π（ｌ −0.5）／（3m）｝／（3m） …（６） この場合の電流波形を第８図に、高調波電流計算結果
を第９図に示す。意外にも高調波電流特性がきわめて悪
くなつている。高調波電流特性を良くするためには単に
パルスの幅に留意するだけでなく、パルスの位置も考慮
しなければならない。
を第９図に示す。意外にも高調波電流特性がきわめて悪
くなつている。高調波電流特性を良くするためには単に
パルスの幅に留意するだけでなく、パルスの位置も考慮
しなければならない。
パルスの位置がどの程度高調波電流特性に影響を与え
るかを調べるため、第１図の電流波形に於てキヤリア周
波数fc＝1.8kHz,γ＝0.5としておいてＷ相パルスとＵ相
パルスに幅δのすき間をあけた場合の特性を調べたとこ
ろ、わずか５μρのすき間をふけただけで第3m＋１次高
調波電流成分が12dBも増加した。すき間をＷ相パルス幅
に比例させると高調波電流の増加は少なくなるが、転流
の回数が増加する欠点もあるので、同一キヤリア周期内
のＷ相パルスとＵ相パルスは連続させるべきである。
るかを調べるため、第１図の電流波形に於てキヤリア周
波数fc＝1.8kHz,γ＝0.5としておいてＷ相パルスとＵ相
パルスに幅δのすき間をあけた場合の特性を調べたとこ
ろ、わずか５μρのすき間をふけただけで第3m＋１次高
調波電流成分が12dBも増加した。すき間をＷ相パルス幅
に比例させると高調波電流の増加は少なくなるが、転流
の回数が増加する欠点もあるので、同一キヤリア周期内
のＷ相パルスとＵ相パルスは連続させるべきである。
（４），（５）式で示したような理想的なパルス幅を
発生することはアナログ回路では困難であり、デイジタ
ル回路により構成しなければならない。
発生することはアナログ回路では困難であり、デイジタ
ル回路により構成しなければならない。
本発明の１実施例を第１図（ｂ）に示す。パルス制御装
置PCは電源Ｓからの同期信号SSを入力装置Ｉを通して受
取り、タイマーＴによりキヤリア周期に相当する電気角
を求める。また電流比較器Ｃは電流指令icと変流器CTで
検出した出力電流ioを比較し、その差ieをデイジタル信
号に変えて入力装置Ｉに加える。演算装置CPUは電気角
と電流差ieで決まる通流率γから（４），（５）式等に
従つてパルス幅を演算して出力装置０を通してパルス幅
指令PSを発生する。
置PCは電源Ｓからの同期信号SSを入力装置Ｉを通して受
取り、タイマーＴによりキヤリア周期に相当する電気角
を求める。また電流比較器Ｃは電流指令icと変流器CTで
検出した出力電流ioを比較し、その差ieをデイジタル信
号に変えて入力装置Ｉに加える。演算装置CPUは電気角
と電流差ieで決まる通流率γから（４），（５）式等に
従つてパルス幅を演算して出力装置０を通してパルス幅
指令PSを発生する。
パルス発生装置PGはパルスの幅と分配法を決め、この
出力をパルス増幅器PAが増幅しコンバーターに制御信号
を加える。
出力をパルス増幅器PAが増幅しコンバーターに制御信号
を加える。
この方式は搬送波や変調波をCPUで発生する方式と比
較するとマイクロコンピユータの処理時間は大幅に短縮
できる。
較するとマイクロコンピユータの処理時間は大幅に短縮
できる。
本発明によれば、より低周波域で高調波成分を低減で
き、フイルタ容量を小さくすることができる。
き、フイルタ容量を小さくすることができる。
第１図（ａ）は本発明による電流波形を示す図、第１図
（ｂ）は本発明の実施例の構成を示す図、第２図は本発
明が採用される電流形コンバータの主回路図、第３図は
パルス波形の記号を説明するための図、第４図は従来の
電流波形を示す図で第５図はその高調波電流特性図、第
６図は本発明を用いた場合の高調波電流特性図、第７図
はパルス順序を入れ替えた場合の高調波電流特性図、第
８図はパルス配置が悪い場合の電流波形を示す図で、第
９図はその高調波電流特性図である。 PU,PV,PW,NU,NV,NW……半導体スイツチ、CU,CV,CW……
コンデンサ、EU,EV,EW……相電圧、Ld……直流リアクト
ル、Ｌ……負荷、ｍ……電気角でπ/3の期間を分割する
数、ｌ……パルスの順番、α1l……ｌ番目のＵ相パルス
の開始角、β1l……ｌ番目のＵ相パルスの終了角、α2l
……ｌ番目のＷ相パルスの開始角、β2l……ｌ番目のＷ
相パルスの終了角、Ｃ……キヤリア周波数、γ……通
流率、PC……パルス制御装置、CPU……演算装置、ROM…
…記憶装置、Ｉ……入力装置、Ｏ……出力装置、Ｃ……
電流比較器、Ｔ……タイマー、CT……変流器、PG……パ
ルス発生装置、PA……パルス増幅装置、SS……同期信
号、iC……電流指令、iO……出力電流、PS……パルス幅
信号。
（ｂ）は本発明の実施例の構成を示す図、第２図は本発
明が採用される電流形コンバータの主回路図、第３図は
パルス波形の記号を説明するための図、第４図は従来の
電流波形を示す図で第５図はその高調波電流特性図、第
６図は本発明を用いた場合の高調波電流特性図、第７図
はパルス順序を入れ替えた場合の高調波電流特性図、第
８図はパルス配置が悪い場合の電流波形を示す図で、第
９図はその高調波電流特性図である。 PU,PV,PW,NU,NV,NW……半導体スイツチ、CU,CV,CW……
コンデンサ、EU,EV,EW……相電圧、Ld……直流リアクト
ル、Ｌ……負荷、ｍ……電気角でπ/3の期間を分割する
数、ｌ……パルスの順番、α1l……ｌ番目のＵ相パルス
の開始角、β1l……ｌ番目のＵ相パルスの終了角、α2l
……ｌ番目のＷ相パルスの開始角、β2l……ｌ番目のＷ
相パルスの終了角、Ｃ……キヤリア周波数、γ……通
流率、PC……パルス制御装置、CPU……演算装置、ROM…
…記憶装置、Ｉ……入力装置、Ｏ……出力装置、Ｃ……
電流比較器、Ｔ……タイマー、CT……変流器、PG……パ
ルス発生装置、PA……パルス増幅装置、SS……同期信
号、iC……電流指令、iO……出力電流、PS……パルス幅
信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 飛田 敏光 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 本部 光幸 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 中里 眞朗 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (56)参考文献 特開 昭60−156270（ＪＰ，Ａ)
Claims (7)
- 【請求項１】半導体スイッチにより構成され、３相交流
と直流との間で電力の授受を行う３相電力変換器におい
て、 前記３相交流１周期を6m個の周期に分割し、 これら各周期内で同極性の２つの相電圧端子と前記直流
回路を介して残りのひとつの相の異極性相電圧端子との
間で通電するように、 前記同極性の２つの相電圧端子に接続された２つの半導
体スイッチに対し、これら２つの相電圧の相順と同じ順
序でそれぞれオンパルスを発生し、それらのパルス幅を
該当周期での各相電圧の波高値に応じてそれぞれ決定
し、かつ両パルスが連続するようにし、 前記残りのひとつの相の異極性電圧端子に接続された半
導体スイッチに対して、前記２つの半導体スイッチのオ
ンパルスの合計幅のオンパルスを発生するようにした ことを特徴とする電力変換器のPWMパルス発生方法。 - 【請求項２】前記該当周期内の各相電圧の波高値は、該
当周期の中心の電気角における相電圧波高値であること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換器の
PWMパルス発生方法。 - 【請求項３】前記該当周期内の各相電圧の波高値は、該
当周期内の相電圧の平均値であることを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の電力変換器のPWMパルス発生方
法。 - 【請求項４】６個の半導体スイッチを備え３相交流と直
流との間で電力の授受を行う３相電力変換器と、 前記３相交流の１周期を6m個の周期に分割する手段と、 これらの各周期内で同極性の２つの交流相電圧の端子に
接続された半導体スイッチを、それらの相順の順序で連
続する２つのパルス状にオンさせる手段と、 これらのオン期間の長さを該当する前記周期内における
前記２つの交流相電圧の波高値に応じて決定する手段
と、 残りのひとつの相の異極性電圧端子に接続された半導体
スイッチを、前記２つの半導体スイッチのオン合計時間
の間オンさせる手段 を備えた電力変換器のPWMパルス発生装置。 - 【請求項５】前記交流相電圧の波高値は、該当周期の中
心の電気角における相電圧波高値であることを特徴とす
る特許請求の範囲第４項記載の電力変換器のPWMパルス
発生装置。 - 【請求項６】前記交流相電圧の波高値は、該当周期内の
相電圧の平均値であることを特徴とする特許請求の範囲
第４項記載の電力変換器のPWMパルス発生装置。 - 【請求項７】前記電力変換器の交流端子に並列に挿入さ
れ、前記交流周波数の6m倍近くの周波数に共振する直列
共振フィルタを備えたことを特徴とする特許請求の範囲
第４項記載の電力変換器のPWMパルス発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223594A JPH082181B2 (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 電力変換器のｐｗｍパルス発生方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60223594A JPH082181B2 (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 電力変換器のｐｗｍパルス発生方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62221875A JPS62221875A (ja) | 1987-09-29 |
| JPH082181B2 true JPH082181B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=16800613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60223594A Expired - Fee Related JPH082181B2 (ja) | 1985-10-09 | 1985-10-09 | 電力変換器のｐｗｍパルス発生方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH082181B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60156270A (ja) * | 1984-01-25 | 1985-08-16 | Hitachi Ltd | 電力変換装置の駆動制御装置 |
-
1985
- 1985-10-09 JP JP60223594A patent/JPH082181B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62221875A (ja) | 1987-09-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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