JPH0822145B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0822145B2 JPH0822145B2 JP59120244A JP12024484A JPH0822145B2 JP H0822145 B2 JPH0822145 B2 JP H0822145B2 JP 59120244 A JP59120244 A JP 59120244A JP 12024484 A JP12024484 A JP 12024484A JP H0822145 B2 JPH0822145 B2 JP H0822145B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は電力変換装置に係り、特に自己消弧素子を利
用して電源側における高調波含有率を低減した電力変換
装置に関するものである。
用して電源側における高調波含有率を低減した電力変換
装置に関するものである。
一般に、この種の電力変換装置は、第13図に示すよう
に、交流電源１からの交流電力をコンバータ装置２によ
り直流電力に変換し、この直流電力を直流リアクトル３
を介して負荷４に供給できると共に、外部から与えられ
た直流電圧指令▲Ｖ* d▼を制御回路５に取り込み、この
指令▲Ｖ* d▼を基に形成した点弧信号を前記コンバータ
装置２に供給して負荷４に与える直流電圧Vdを調整でき
るようになつている。
に、交流電源１からの交流電力をコンバータ装置２によ
り直流電力に変換し、この直流電力を直流リアクトル３
を介して負荷４に供給できると共に、外部から与えられ
た直流電圧指令▲Ｖ* d▼を制御回路５に取り込み、この
指令▲Ｖ* d▼を基に形成した点弧信号を前記コンバータ
装置２に供給して負荷４に与える直流電圧Vdを調整でき
るようになつている。
ここで、前記コンバータ装置２は、サイリスタ21〜24
と、ダイオード25〜28と、コンデンサ29,210とにより構
成されている。
と、ダイオード25〜28と、コンデンサ29,210とにより構
成されている。
このように構成された電力変換装置の動作を第14図に
従つて説明する。
従つて説明する。
第14図において、eRSは電源電圧、R21,R23,S22,S24は
それぞれサイリスタ21,22,23,24の点弧信号、IUは電源
に流れる入力電流、Vdはコンバータ装置２の出力電圧、
Idは負荷４に流れる電流を示すものである。
それぞれサイリスタ21,22,23,24の点弧信号、IUは電源
に流れる入力電流、Vdはコンバータ装置２の出力電圧、
Idは負荷４に流れる電流を示すものである。
上記コンバータ装置２に対して制御回路５から点弧信
号R21,R23,S22,S24が供給される。すると、入力電流IU
は、第14図に示すように、入力電圧eRSより位相αだけ
遅れた電流となる。したがつて、電源１側の力率は、co
sαとなる。
号R21,R23,S22,S24が供給される。すると、入力電流IU
は、第14図に示すように、入力電圧eRSより位相αだけ
遅れた電流となる。したがつて、電源１側の力率は、co
sαとなる。
また、直流電圧Vdは脈動の多い電圧となるが、直流リ
アクトル３の平滑作用により、180度周期の脈動を含ん
だ直流電流Idが得られる。
アクトル３の平滑作用により、180度周期の脈動を含ん
だ直流電流Idが得られる。
ここで、制御回路５からの点弧信号R21,R23,S22,S24
の位相角αを可変すると、電流電圧Vdの平均値を変える
ことができる。これにより、直流電流Idも変えることが
可能となる。
の位相角αを可変すると、電流電圧Vdの平均値を変える
ことができる。これにより、直流電流Idも変えることが
可能となる。
しかしながら、上述したように動作する場合、電源力
率が低下し、力率はcosαとなる。また、電源側の入力
電流IUは180度幅の矩形波電流となるので、高調波成分
の多い電流が流れるという問題があつた。
率が低下し、力率はcosαとなる。また、電源側の入力
電流IUは180度幅の矩形波電流となるので、高調波成分
の多い電流が流れるという問題があつた。
第15図は単相交流から三相交流を得る電力変換装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
第15図において、単相交流電源１からの交流電力をコ
ンバータ装置２により直流電力に変換し、この直流電力
を直流リアクトル３を介してインバータ装置６に供給
し、該インバータ装置６において三相交流に変換してそ
の三相交流を交流電動機７に供給するようになつてい
る。また、上記電力変換装置には、図示しない制御回路
が備わつており、速度指令を取り込んだ前記制御回路に
より前記コンバータ装置２及びインバータ装置６が制御
される。
ンバータ装置２により直流電力に変換し、この直流電力
を直流リアクトル３を介してインバータ装置６に供給
し、該インバータ装置６において三相交流に変換してそ
の三相交流を交流電動機７に供給するようになつてい
る。また、上記電力変換装置には、図示しない制御回路
が備わつており、速度指令を取り込んだ前記制御回路に
より前記コンバータ装置２及びインバータ装置６が制御
される。
ここで、インバータ装置６は、サイリスタ61〜66と、
直列ダイオード67〜612と、コンデンサ613〜618とを含
んで構成されている。
直列ダイオード67〜612と、コンデンサ613〜618とを含
んで構成されている。
このように構成された電力変換装置の動作を第16図を
参照して説明する。
参照して説明する。
第16図（ａ）に示す電源電圧eRSを任意の位相でコン
バータ装置２を点弧制御すると、同図（ｂ）に示すよう
な直流電圧Vdが得られる。この直流電圧Vdは、コンバー
タ装置２のサイリスタ21〜24に与える点弧信号のパルス
幅を変えることにより制御することができる。この結
果、電源電流IUは、同図（ａ）に示すような波形となつ
て、基本波成分の力率をほぼ１に保つことができるよう
にはなる。したがつて、電源力率は高くすることがで
き、電源トランス等の設備容量を小さくすることができ
る。しかしながら、同図（ａ）からも理解できるよう
に、電流IUの波形はパルス状となり、高調波成分の多い
波形となつてしまうという問題が生じる。
バータ装置２を点弧制御すると、同図（ｂ）に示すよう
な直流電圧Vdが得られる。この直流電圧Vdは、コンバー
タ装置２のサイリスタ21〜24に与える点弧信号のパルス
幅を変えることにより制御することができる。この結
果、電源電流IUは、同図（ａ）に示すような波形となつ
て、基本波成分の力率をほぼ１に保つことができるよう
にはなる。したがつて、電源力率は高くすることがで
き、電源トランス等の設備容量を小さくすることができ
る。しかしながら、同図（ａ）からも理解できるよう
に、電流IUの波形はパルス状となり、高調波成分の多い
波形となつてしまうという問題が生じる。
尚、上記各電力変換装置に似た回路構成としては、特
開昭55−125082号や、特開昭56−53583号に記載された
ものが提供されている。
開昭55−125082号や、特開昭56−53583号に記載された
ものが提供されている。
本発明は上述した問題点に鑑みてなされたものであ
り、その目的は電源側の電流に含まれる高調波成分を低
減できると共に、装置の小型化を図れる電力変換装置を
提供することにある。
り、その目的は電源側の電流に含まれる高調波成分を低
減できると共に、装置の小型化を図れる電力変換装置を
提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明は、自己消弧素子を
もつてブリツジ回路の少なくとも主要部を構成し当該ブ
リツジ回路の交流電源側にコンデンサを接続してなるコ
ンバータ装置によつて単相電源からの交流電力を直流電
力に変換し、その直流電力を直流リアクトルを介して負
荷に供給でき、かつ前記コンバータ装置における自己消
弧素子を短絡モード及びパルス幅変調モードに点弧制御
する制御回路を備えてなることを特徴とするものであ
る。
もつてブリツジ回路の少なくとも主要部を構成し当該ブ
リツジ回路の交流電源側にコンデンサを接続してなるコ
ンバータ装置によつて単相電源からの交流電力を直流電
力に変換し、その直流電力を直流リアクトルを介して負
荷に供給でき、かつ前記コンバータ装置における自己消
弧素子を短絡モード及びパルス幅変調モードに点弧制御
する制御回路を備えてなることを特徴とするものであ
る。
このように構成された本発明によれば、上記動作させ
るモードの状態に応じて負荷に供給する直流電圧の大き
さを制御でき、かつ電源側の電流の高周波含有率を減少
させることができる。
るモードの状態に応じて負荷に供給する直流電圧の大き
さを制御でき、かつ電源側の電流の高周波含有率を減少
させることができる。
このように構成された本発明によれば、単相交流の電
源側の電流に含まれる高調波成分を低減することができ
ると共に、装置の小型化を図れることになる。
源側の電流に含まれる高調波成分を低減することができ
ると共に、装置の小型化を図れることになる。
また、短絡モードから通常のパルス幅制御モードに切
り替わるとき、直流側のリアクトル及び配線インダクタ
ンス等に蓄えられていた電荷が、入力交流の電源を介し
て放電されることになり、消弧している自己消弧素子に
電源電圧以上の過電圧が作用することになるが、本発明
によれば交流入力側に過電圧吸収用コンデンサが接続さ
れていることから、その過電圧を吸収して自己消弧素子
に過電圧が作用するのを防止できる。
り替わるとき、直流側のリアクトル及び配線インダクタ
ンス等に蓄えられていた電荷が、入力交流の電源を介し
て放電されることになり、消弧している自己消弧素子に
電源電圧以上の過電圧が作用することになるが、本発明
によれば交流入力側に過電圧吸収用コンデンサが接続さ
れていることから、その過電圧を吸収して自己消弧素子
に過電圧が作用するのを防止できる。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図は、本発明に係る電力変換装置の実施例を示す
回路図である。
回路図である。
第１図において、前記回路例と同一要素には同一の符
号を付して説明することにする。
号を付して説明することにする。
第１図において、１は単相交流電源であり、該電源１
はコンバータ装置2Aに接続されている。
はコンバータ装置2Aに接続されている。
該コンバータ装置2Aは、ゲートターンオフサイリス
タ，トランジスタの如きスイツチング素子からなる自己
消弧素子2A1〜2A4をもつてブリツジ回路が構成され、そ
の交流入力にコンデンサ2A5が接続されて構成されてい
る。
タ，トランジスタの如きスイツチング素子からなる自己
消弧素子2A1〜2A4をもつてブリツジ回路が構成され、そ
の交流入力にコンデンサ2A5が接続されて構成されてい
る。
前記コンバータ装置2Aの出力側には、直流リアクトル
３を介して負荷４が接続されている。また、前記コンバ
ータ装置2Aの各自己消弧素子2A1〜2A4のゲートには、制
御回路5Aからの点弧信号R2A1,R2A3,S2A2,S2A4が供給さ
れている。
３を介して負荷４が接続されている。また、前記コンバ
ータ装置2Aの各自己消弧素子2A1〜2A4のゲートには、制
御回路5Aからの点弧信号R2A1,R2A3,S2A2,S2A4が供給さ
れている。
制御回路5Aは、電源電圧eRSを取り込み基準変調波▲
Ｃ′ ２▼を形成する基準変調波発生回路5A1と、該発生
回路5A1からの基準変調波▲Ｃ′ ２▼と電圧指令▲Ｖ* d
▼との乗算をして変調波C2を得る乗算回路5A2と、波送
波C1を形成する搬送波発生回路5A3と、該発生回路5A3か
らの出力C1と乗算回路5A2からの出力C2とを比較しパル
ス幅変調（PWM）パターンA,を形成する比較回路5
A4と、交流電源１からの出力eRSを基に分配信号を発生
する分配信号発生回路5A5と、該発生回路5A5からの信号
を基にPWMパターンA,を合成すると共に分配する合成
・分配回路5A6と、該合成・分配回路5A6からの信号を基
にゲート点弧信号を出力するゲート回路5A7とを含んで
構成されている。
Ｃ′ ２▼を形成する基準変調波発生回路5A1と、該発生
回路5A1からの基準変調波▲Ｃ′ ２▼と電圧指令▲Ｖ* d
▼との乗算をして変調波C2を得る乗算回路5A2と、波送
波C1を形成する搬送波発生回路5A3と、該発生回路5A3か
らの出力C1と乗算回路5A2からの出力C2とを比較しパル
ス幅変調（PWM）パターンA,を形成する比較回路5
A4と、交流電源１からの出力eRSを基に分配信号を発生
する分配信号発生回路5A5と、該発生回路5A5からの信号
を基にPWMパターンA,を合成すると共に分配する合成
・分配回路5A6と、該合成・分配回路5A6からの信号を基
にゲート点弧信号を出力するゲート回路5A7とを含んで
構成されている。
このように構成された電力変換装置の実施例の動作を
第３図乃至第５図を参照して説明する。
第３図乃至第５図を参照して説明する。
第３図は本実施例の動作を説明するに示すタイムチヤ
ートであり、第４図は第３図の一部を拡大して示すタイ
ムチヤートである。第５図は動作態様を示す説明図であ
る。
ートであり、第４図は第３図の一部を拡大して示すタイ
ムチヤートである。第５図は動作態様を示す説明図であ
る。
図において、電源電圧eRSに応じた周波数の基準変調
波▲Ｃ′ ２▼が回路5A1より出力される。この基準変調
波▲Ｃ′ ２▼の信号と出力電圧指令値▲Ｖ* d▼とが乗算
回路5A2で乗算され変調波C2が得られる。一方、変調波C
2よりも高い周波数の搬送波C1が搬送波発生回路5A3より
出力される。該搬送波C1と変調波C2が比較回路5A4で比
較される。搬送波C1の瞬時値の方が変調波C2の瞬時値よ
り大きい場合に高く（“H"）、逆の場合に低く（“L"）
なるPWMパターンＡと、このパターンＡに対して論理が
反転したパターンが比較回路5A4より得られる。ま
た、電源電圧の一周期の90度に相当する幅で位相が90度
ずつ遅れた分配信号が分配信号発生回路5A5より出力さ
れる。この信号とPWMパターンＡ及びとが合成・分配
回路5A6において合成・分配される。この合成・分配さ
れた信号がゲート回路5A7を経て、ゲート信号R2A1,
R2A3,S2A2,S2A4となる。このようにして作られたゲート
信号R2A1,R2A3,S2A2,S2A4は、コンバータ装置2Aにおけ
る自己消弧素子2A1〜2A4のゲートに供給される。
波▲Ｃ′ ２▼が回路5A1より出力される。この基準変調
波▲Ｃ′ ２▼の信号と出力電圧指令値▲Ｖ* d▼とが乗算
回路5A2で乗算され変調波C2が得られる。一方、変調波C
2よりも高い周波数の搬送波C1が搬送波発生回路5A3より
出力される。該搬送波C1と変調波C2が比較回路5A4で比
較される。搬送波C1の瞬時値の方が変調波C2の瞬時値よ
り大きい場合に高く（“H"）、逆の場合に低く（“L"）
なるPWMパターンＡと、このパターンＡに対して論理が
反転したパターンが比較回路5A4より得られる。ま
た、電源電圧の一周期の90度に相当する幅で位相が90度
ずつ遅れた分配信号が分配信号発生回路5A5より出力さ
れる。この信号とPWMパターンＡ及びとが合成・分配
回路5A6において合成・分配される。この合成・分配さ
れた信号がゲート回路5A7を経て、ゲート信号R2A1,
R2A3,S2A2,S2A4となる。このようにして作られたゲート
信号R2A1,R2A3,S2A2,S2A4は、コンバータ装置2Aにおけ
る自己消弧素子2A1〜2A4のゲートに供給される。
上述した制御回路5Aによりコンバータ装置2Aが制御さ
れた場合は、第５図（ａ），（ｂ）のいずれかのモード
に自己消弧素子2A1〜2A4が制御される。この場合、第４
図に示す期間t1,t2,t3,t4は自己消弧素子2A1,2A3がオン
（ON）となるモードである。このモードの場合、直流回
路側において、直流リアクトル3,負荷4,自己消弧素子2
A3,2A1を通し再び該リアクトル３という経路で電流が還
流することになる。この期間の動作を短絡モードの動作
とし、これを第５図（ａ）に示している。尚、Idは、回
路に流れている直流電流である。
れた場合は、第５図（ａ），（ｂ）のいずれかのモード
に自己消弧素子2A1〜2A4が制御される。この場合、第４
図に示す期間t1,t2,t3,t4は自己消弧素子2A1,2A3がオン
（ON）となるモードである。このモードの場合、直流回
路側において、直流リアクトル3,負荷4,自己消弧素子2
A3,2A1を通し再び該リアクトル３という経路で電流が還
流することになる。この期間の動作を短絡モードの動作
とし、これを第５図（ａ）に示している。尚、Idは、回
路に流れている直流電流である。
また、第５図（ｂ）は、PWMモードの動作を示してお
り、第４図に示す期間t5,t6,t7において、自己消弧素子
2A1,2A4がオンとなるモードである。この場合、直流電
流Idは、交流電源１、自己消弧素子2A1、直流リアクト
ル３、負荷４、自己消弧素子2A4なる経路で流れること
になる。したがつて、直流電圧Vdは、交流電圧になる。
第４図では、直流電圧Vdはパルス状になつているが、直
流リアクトル３の作用により電流Idは脈動が少なくなつ
ているのが理解できる。
り、第４図に示す期間t5,t6,t7において、自己消弧素子
2A1,2A4がオンとなるモードである。この場合、直流電
流Idは、交流電源１、自己消弧素子2A1、直流リアクト
ル３、負荷４、自己消弧素子2A4なる経路で流れること
になる。したがつて、直流電圧Vdは、交流電圧になる。
第４図では、直流電圧Vdはパルス状になつているが、直
流リアクトル３の作用により電流Idは脈動が少なくなつ
ているのが理解できる。
次に、第２図に示す直流電圧指令値▲Ｖ* d▼を変える
と、その値に応じて第３図に示す変調波C2の振幅が変わ
るので、信号A,の各パルス幅が変わることになる。指
令値▲Ｖ* d▼を大きくすると、信号のt5,t6,t7の期間
の幅が増加し、信号Ａのt1,t2,t3,t4の期間の幅が減少
する。この結果、直流電圧Vdの平均値が増加する。
と、その値に応じて第３図に示す変調波C2の振幅が変わ
るので、信号A,の各パルス幅が変わることになる。指
令値▲Ｖ* d▼を大きくすると、信号のt5,t6,t7の期間
の幅が増加し、信号Ａのt1,t2,t3,t4の期間の幅が減少
する。この結果、直流電圧Vdの平均値が増加する。
逆に指令値▲Ｖ* d▼を小さくすれば、第５図（ａ）の
短絡モード期間が増加し、直流電圧Vdの平均値が減少す
る。
短絡モード期間が増加し、直流電圧Vdの平均値が減少す
る。
第６図は指令値▲Ｖ* d▼を小さくした場合の動作を示
すタイムチヤートである。図において、直流電圧Vdの各
パルス電圧の幅が狭くなつており、直流電圧Vdの平均値
（直流電流Id）が第３図に示す場合と比較して小さくな
つているのが理解できる。
すタイムチヤートである。図において、直流電圧Vdの各
パルス電圧の幅が狭くなつており、直流電圧Vdの平均値
（直流電流Id）が第３図に示す場合と比較して小さくな
つているのが理解できる。
上記実施例によれば、入力電流IUに含まれる高調成分
含有率を大幅に低減することができると共に、力率を１
に保つたまた直流電圧を制御できる。また、本実施例に
よれば、直流電流Idの脈動率を小さくできるので、直流
リアクトル３の容量を小さくすることができ、装置を小
型化することが可能となる。
含有率を大幅に低減することができると共に、力率を１
に保つたまた直流電圧を制御できる。また、本実施例に
よれば、直流電流Idの脈動率を小さくできるので、直流
リアクトル３の容量を小さくすることができ、装置を小
型化することが可能となる。
第７図乃至第９図は第１図に示す電力変換装置におけ
る他の動作例を示すタイムチヤートである。
る他の動作例を示すタイムチヤートである。
第７図に示す動作例が第３図に示すものと異なるとこ
ろは、期間T3,T4におけるパルス分配が、期間T3におい
てＳ相がＲ相に、期間T4においてＲ相がＳ相に、それぞ
れ入れ替つている点にある。
ろは、期間T3,T4におけるパルス分配が、期間T3におい
てＳ相がＲ相に、期間T4においてＲ相がＳ相に、それぞ
れ入れ替つている点にある。
このように動作させても上記実施例と同様の作用効果
を有する。
を有する。
第８図に示す動作例が第３図に示すものと異なるとこ
ろは、期間T2,T4におけるパルス分配であつて、短絡モ
ードを構成する相が期間T2では、Ｓ相がＲ相に、期間T4
では、Ｒ相がＳ相に入れ替わつている点にある。
ろは、期間T2,T4におけるパルス分配であつて、短絡モ
ードを構成する相が期間T2では、Ｓ相がＲ相に、期間T4
では、Ｒ相がＳ相に入れ替わつている点にある。
第９図に示す動作例が第３図に示すものと異なるとこ
ろは変調波C2の波形を、正弦波から台形波に替えた点に
ある。このような動作例（つまり、波送波C2に台形波を
採用すること）は、もちろん、第７図，第８図の動作例
に適用することが可能である。
ろは変調波C2の波形を、正弦波から台形波に替えた点に
ある。このような動作例（つまり、波送波C2に台形波を
採用すること）は、もちろん、第７図，第８図の動作例
に適用することが可能である。
第８図及び第９図に示す如く上記電力変換装置を動作
させても上記実施例と同様の作用効果を得ることができ
る。
させても上記実施例と同様の作用効果を得ることができ
る。
第10図は本発明に係る電力変換装置の他の実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
第10図に示す電力変換装置は、単相交流を直流に変換
し、再び多相交流（この実施例では、三相交流である）
を得るものである。
し、再び多相交流（この実施例では、三相交流である）
を得るものである。
第10図に示す実施例が第15図に示す回路と異なるとこ
ろは、コンバータ装置2B及びインバータ装置6Bの構成に
ある。
ろは、コンバータ装置2B及びインバータ装置6Bの構成に
ある。
該コンバータ装置2Bは、ゲートターンオフサイリス
タ，トランジスタ等の如き自己消弧素子2B1〜2B4により
ブリツジ回路を構成し、このブリツジ回路の電源側に過
電圧吸収用コンデンサ2B5を接続して構成されている。
タ，トランジスタ等の如き自己消弧素子2B1〜2B4により
ブリツジ回路を構成し、このブリツジ回路の電源側に過
電圧吸収用コンデンサ2B5を接続して構成されている。
前記インバータ装置6Bは、上記同様に、自己消弧素子
6B0〜6B5をもつてブリツジ回路を構成させ、そのブリツ
ジ回路の三相交流出力側に過電圧吸収用コンデンサ6B6
〜6B7を接続して構成されている。
6B0〜6B5をもつてブリツジ回路を構成させ、そのブリツ
ジ回路の三相交流出力側に過電圧吸収用コンデンサ6B6
〜6B7を接続して構成されている。
尚、符号5Bは制御回路であり、制御回路5Bは、速度指
令Ｖφを取り込み、これと電動機７の実回転信号とから
コンバータ装置2B及びインバータ装置6Bを点弧制御する
ようになつている。
令Ｖφを取り込み、これと電動機７の実回転信号とから
コンバータ装置2B及びインバータ装置6Bを点弧制御する
ようになつている。
上述した構成を有する実施例の動作を第11図を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
第11図は第10図の動作を説明するために示す動作波形
図である。
図である。
本実施例によれば、コンバータ装置2B及びインバータ
装置6Bに自己消弧素子を用いているので、高い周波数で
のスイツチングが可能となる。このため、コンバータ装
置2Bからの出力直流電圧Vdは、第11図に示すように、電
源の交流電圧の１周期の間に多数のパルスを持つように
制御することが可能となる。この結果、直流電流Idの脈
動が非常に小さくなり、脈動を抑制するための直流リア
クトル３を大幅に小さくすることができる。このことは
装置の小型化に大きく寄与する。コンバータ装置2Bの入
力端に過電圧吸収用のコンデンサ2B5を接続しているの
で、これにフイルタとしての機能を持たせることができ
る。この結果、第11図（ａ）に示すように、電源（入
力）電流IUをほぼ正弦波にすることができる。
装置6Bに自己消弧素子を用いているので、高い周波数で
のスイツチングが可能となる。このため、コンバータ装
置2Bからの出力直流電圧Vdは、第11図に示すように、電
源の交流電圧の１周期の間に多数のパルスを持つように
制御することが可能となる。この結果、直流電流Idの脈
動が非常に小さくなり、脈動を抑制するための直流リア
クトル３を大幅に小さくすることができる。このことは
装置の小型化に大きく寄与する。コンバータ装置2Bの入
力端に過電圧吸収用のコンデンサ2B5を接続しているの
で、これにフイルタとしての機能を持たせることができ
る。この結果、第11図（ａ）に示すように、電源（入
力）電流IUをほぼ正弦波にすることができる。
インバータ装置6Bの場合も、コンバータ装置2Bと同
様、高い周波数でのスイツチング動作が可能になる。し
かも、電流しや断時の過電圧吸収用コンデンサ6B6〜6B8
を出力端に接続してあるので、これがフイルタとしての
機能も持つことになり、第11図（ｃ）に示すように出力
電圧，電流、すなわち負荷である交流電動機５の電圧・
電流波形をほぼ正弦波にすることができる。過電圧吸収
用のコンデンサ6B6〜6B8を入力あるいは出力端に接続し
ているので、過電圧吸収作用をインバータ動作周期の全
範囲にわたつて行なわせることが可能となり、この結
果、過電圧吸収用コンデンサ容量を大幅に低減すること
ができる。入力電流、及び出力電流をほぼ正弦波にする
ことができるので、商用電源に対する高調波障害の問題
を解決することができると共に、負荷である交流電動機
７の低損失，低騒音，低トルク脈動駆動が可能になり、
交流電動機駆動に非常に好適なインバータ装置となる。
コンバータ装置2Bの直流出力電圧を通電パルス幅を変え
ることにより制御することができるので、電源電圧と電
流の位相を、第11図（ａ）に示すように、一致させるこ
とが可能になる。したがつて、高力率運転ができる。
様、高い周波数でのスイツチング動作が可能になる。し
かも、電流しや断時の過電圧吸収用コンデンサ6B6〜6B8
を出力端に接続してあるので、これがフイルタとしての
機能も持つことになり、第11図（ｃ）に示すように出力
電圧，電流、すなわち負荷である交流電動機５の電圧・
電流波形をほぼ正弦波にすることができる。過電圧吸収
用のコンデンサ6B6〜6B8を入力あるいは出力端に接続し
ているので、過電圧吸収作用をインバータ動作周期の全
範囲にわたつて行なわせることが可能となり、この結
果、過電圧吸収用コンデンサ容量を大幅に低減すること
ができる。入力電流、及び出力電流をほぼ正弦波にする
ことができるので、商用電源に対する高調波障害の問題
を解決することができると共に、負荷である交流電動機
７の低損失，低騒音，低トルク脈動駆動が可能になり、
交流電動機駆動に非常に好適なインバータ装置となる。
コンバータ装置2Bの直流出力電圧を通電パルス幅を変え
ることにより制御することができるので、電源電圧と電
流の位相を、第11図（ａ）に示すように、一致させるこ
とが可能になる。したがつて、高力率運転ができる。
上述したように、本実施例によれば、電源トランジス
タ等の設備容量を小さくすることができ、システム全体
としての小型軽量，低コスト化を図ることができる。
タ等の設備容量を小さくすることができ、システム全体
としての小型軽量，低コスト化を図ることができる。
第12図は本発明の他の実施例を示す回路図である。
第12図において、コンバータ装置2Cは、トランジスタ
からなる自己消弧素子2C0〜2C3とダイオード2C4〜2C7と
を直列接続して素子をもつてブリツジ回路を構成し、そ
のブリツジ回路の交流電源側にコンデンサ2C8を接続し
て構成されている。
からなる自己消弧素子2C0〜2C3とダイオード2C4〜2C7と
を直列接続して素子をもつてブリツジ回路を構成し、そ
のブリツジ回路の交流電源側にコンデンサ2C8を接続し
て構成されている。
該インバータ装置6Cは、トランジスタからなる自己消
弧素子6C0〜6C5とダイオード6C6〜6C11とからなる素子
をもつて三相ブリツジ回路を構成し、そのブリツジ回路
の交流電源出力側にコンデンサ6C12〜6C14を接続して構
成されている。
弧素子6C0〜6C5とダイオード6C6〜6C11とからなる素子
をもつて三相ブリツジ回路を構成し、そのブリツジ回路
の交流電源出力側にコンデンサ6C12〜6C14を接続して構
成されている。
上記回路において、ダイオード2C4〜2C7,6C12〜6C14
は、トランジスタ2C0〜2C3,6C6〜6C11に逆方向に電圧が
印加されたときに前記トランジスタが破壊しないように
するためのものである。
は、トランジスタ2C0〜2C3,6C6〜6C11に逆方向に電圧が
印加されたときに前記トランジスタが破壊しないように
するためのものである。
上記回路構成のほかは第10図のものと同一である。
上記実施例によれば、第10図の実施例と同様の作用効
果が得られるものである。
果が得られるものである。
尚、上記実施例では、トランジスタを用いたが、もち
ろん、トランジスタに限らず、FET等を用いることがで
きる。この場合、逆耐圧特性を持たないGTO、トランジ
スタ,FET等を用いるときには第12図同様、ダイオードを
直列に接続して使用する必要がある。
ろん、トランジスタに限らず、FET等を用いることがで
きる。この場合、逆耐圧特性を持たないGTO、トランジ
スタ,FET等を用いるときには第12図同様、ダイオードを
直列に接続して使用する必要がある。
本実施例によれば、電源（入力）電流、及び出力電
圧、電流波形を正弦波にすることができるので、電源に
対する高調波障害がなくなると共に、負荷である交流電
動機の高効率運転ができ、低トルク脈動，低騒音駆動が
可能になる。また、電源に対する電力率運転が可能にな
り、電源トランス等の設備容量を低減できる。さらに、
コンデンサ個数とその全容量及びリアクトル容量を大幅
に低減できるので、装置の小型軽量化が可能となり、電
動機駆動、特に電源として単相交流電源を対象としてい
るので、車両等を駆動するのに好適なインバータ装置を
実現させることができる。
圧、電流波形を正弦波にすることができるので、電源に
対する高調波障害がなくなると共に、負荷である交流電
動機の高効率運転ができ、低トルク脈動，低騒音駆動が
可能になる。また、電源に対する電力率運転が可能にな
り、電源トランス等の設備容量を低減できる。さらに、
コンデンサ個数とその全容量及びリアクトル容量を大幅
に低減できるので、装置の小型軽量化が可能となり、電
動機駆動、特に電源として単相交流電源を対象としてい
るので、車両等を駆動するのに好適なインバータ装置を
実現させることができる。
以上述べたように、本発明によれば、電源側に電流に
含まれる高調波成分を低減できると共に、装置の小型化
ができるという効果がある。
含まれる高調波成分を低減できると共に、装置の小型化
ができるという効果がある。
特に、交流入力側に過電圧吸収用コンデンサが接続さ
れていることから、短絡モードからパルス幅変調モード
に切り替わる際に発生する過電圧を吸収することがで
き、自己消弧素子に過電圧が作用するのを防止できると
いう効果がある。
れていることから、短絡モードからパルス幅変調モード
に切り替わる際に発生する過電圧を吸収することがで
き、自己消弧素子に過電圧が作用するのを防止できると
いう効果がある。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図は
同実施例に用いる制御回路を示すブロツク図、第３図は
同実施例の動作を説明するために示すタイムチヤート、
第４図は第３図の一部を拡大して示すタイムチヤート、
第５図（ａ），（ｂ）は同実施例の動作を説明するため
に示す説明図、第６図は同実施例の動作を説明するため
に示すタイムチヤート、第７図乃至第９図は同実施例の
他の動作例を示すタイムチヤート、第10図は本発明の他
の実施例を示す回路図、第11図は同実施例の動作を説明
するために示す波形図、第12図は本発明の他の実施例を
示す回路図、第13図は従来例を示す回路図、第14図は従
来例の動作波形図、第15図は他の従来例を示す回路図、
第16図は第15図の動作波形図である。 １……単相交流電源、2,2A,2B,2C……コンバータ装置、
３……直流リアクトル、４……負荷、5,5A,5B……制御
回路、6,6A,6B,6C……インバータ装置、７……電動機。
同実施例に用いる制御回路を示すブロツク図、第３図は
同実施例の動作を説明するために示すタイムチヤート、
第４図は第３図の一部を拡大して示すタイムチヤート、
第５図（ａ），（ｂ）は同実施例の動作を説明するため
に示す説明図、第６図は同実施例の動作を説明するため
に示すタイムチヤート、第７図乃至第９図は同実施例の
他の動作例を示すタイムチヤート、第10図は本発明の他
の実施例を示す回路図、第11図は同実施例の動作を説明
するために示す波形図、第12図は本発明の他の実施例を
示す回路図、第13図は従来例を示す回路図、第14図は従
来例の動作波形図、第15図は他の従来例を示す回路図、
第16図は第15図の動作波形図である。 １……単相交流電源、2,2A,2B,2C……コンバータ装置、
３……直流リアクトル、４……負荷、5,5A,5B……制御
回路、6,6A,6B,6C……インバータ装置、７……電動機。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 本田 一男 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 鈴木 勝徳 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭56−162976（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】自己消弧素子をもってブリッジ回路の少な
くとも主要部を構成し、該ブリッジ回路の交流入力側に
過電圧吸収用コンデンサを接続してなるコンバータ装置
と、該コンバータ装置からの出力を平滑して負荷に供給
するリアクトルと、前記ブリッジ回路の自己消弧素子を
パルス幅変調モードにより点弧制御するとともに、該パ
ルス幅変調モードにより一の自己消弧素子を点弧から消
弧に切り替え際に、前記ブリッジ回路の直流出力側を一
定期間短絡するように前記自己消弧素子を短絡モードで
点弧制御する制御回路とを備えてなることを特徴とする
電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59120244A JPH0822145B2 (ja) | 1984-06-12 | 1984-06-12 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59120244A JPH0822145B2 (ja) | 1984-06-12 | 1984-06-12 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS611271A JPS611271A (ja) | 1986-01-07 |
| JPH0822145B2 true JPH0822145B2 (ja) | 1996-03-04 |
Family
ID=14781398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59120244A Expired - Fee Related JPH0822145B2 (ja) | 1984-06-12 | 1984-06-12 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0822145B2 (ja) |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56162976A (en) * | 1980-05-16 | 1981-12-15 | Hitachi Ltd | Power converter |
| JPS5765274A (en) * | 1980-10-09 | 1982-04-20 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Control system for power converting apparatus |
| JPS5889073A (ja) * | 1981-11-24 | 1983-05-27 | Hitachi Ltd | 電流形インバ−タ装置 |
| JPS58154377A (ja) * | 1982-03-10 | 1983-09-13 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPS58218874A (ja) * | 1982-06-11 | 1983-12-20 | Hitachi Ltd | Ｇｔｏを用いたコンバ−タ |
-
1984
- 1984-06-12 JP JP59120244A patent/JPH0822145B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS611271A (ja) | 1986-01-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |