JPS611271A

JPS611271A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPS611271A
Application number: JP59120244A
Authority: JP
Inventors: Shigeta Ueda; 上田　茂太; Mitsusachi Motobe; 本部　光幸; Akiteru Ueda; 明照植田; Kazuo Honda; 一男本田; Katsunori Suzuki; 鈴木　勝徳
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-06-12
Filing date: 1984-06-12
Publication date: 1986-01-07
Anticipated expiration: 2011-03-04
Also published as: JPH0822145B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明は電力変換装置に係り、特に自己消弧素子を利用
して電源側における高周波含有率を低減した電力変換装
置に関するものである。

〔発明の背景〕

一般に、この種の電力変換装置は、第１３図に示すよう
に、交流電源１からの交流電力をコンバータ装置２によ
り直流電力に変換し、この直流電力を直流リアクトル３
を介して負荷４に供給できると共に、外部から与えられ
た直流電圧指令Ｖ　ａを制御回路５に取９込み、この指
令Ｖ：を基に形成した点弧信号を前記コンバータ装置２
に供給して負荷４に与える直流電圧■−を調整できるよ
うになっている。

ここで、前記コンバータ装置２は、サイリスタ２１〜２
４と、ダイオード２６〜２８と、コンデンサ２９　ｔ　
２１０　　とにより構成されている。

このように構成された電力変換装置の動作を第１４図に
従って説明する。

第１４図において、ｅＲＩＩは電源電圧、ＲＨ＋Ｒ２１
１１Ｓｚｚ＋　Ｓ２４はそれぞれサイリスタ２１＋２２
＋２３．２４の点弧１言号、Ｉυは電源に流れる入力電
流、■ｄはコンバータ装置２の出力電圧、■ｄは負荷４
に流れる電流を示すものである。

上記コンバータ装置２に対して制御回路５がら点弧信号
Ｒ２＋＋　Ｒ２３１５２２１Ｓ２４が供給される。する
と、入力電流ＩＵは、第１４図に示すように、入力電圧
ｅｌＬＩ＋より位相αだけ遅れた電流となる。

したがって、電源１側の力率は、（社）αとなる。

また、直流電圧Ｖａは脈動の多い電圧となるが、直流リ
アクトル３の平滑作用により、１８０度周期の脈動を含
んだ直流電流Ｉ６が得られる。

ここで、制御回路５からの点弧信号Ｒ２１１Ｒ２３゜Ｓ
　２２　＋　Ｓ　２４の位相角αを可変すると、電流電
圧ｖｄの平均値を変えることができる。これにより、直
流電流１ａも変えることが可能となる。

しかしながら、上述したように動作する場合、電源力率
が低下し、力率はＣＯＳαとなる。また、電源側の入力
電流Ｉｔ＋は１８０度幅の矩形波電流となるので、高調
波成分の多い電流が流れるという問題があった。

第１５図は単相交流から三相交流を得る電力変換装置を
示す回路図である。

第１５図において、単相交流電源１がらの交流電力をコ
ンバータ装置２により直流電力に変換し、この直流電力
を直流リアクトル３を介してインバータ装置６に供給し
、該インバータ装置６において三相交流に変換してその
三相交流を交流電動機７に供給するようになっている。

また、上記電力変換装置には、図示しない制御回路が備
わっており、速度指令を取り込んだ前記制御回路により
前記コンバータ装置２及びインバータ装置６が制御され
る。

ここで、インバータ装置６は、サイリスタ６１〜６６と
、直列ダイオード６７〜６１２と、コンデンサ６１３〜
６１８とを含んで構成されている。

このように構成された電力変換装置の動作を第１６図を
参照して説明する。

第１６図（ａ）に示す電源電圧ｅＲＩＩを任意の位相で
コンバータ装置２を点弧制御すると、同図（ｂ）に示す
ような直流電圧ｖ４が得られる。この直流電圧Ｖ　ａｌ
ｒｉ、−ｔンハータ装置２のサイリスタ２１〜２４に与
える点弧信号のパルス幅を変えることにより制御するこ
とができる。この結果、電源電流Ｉｕは、同図（ａ）に
示すような波形となって、基本波成分の力率をほぼ１に
保つことができるようにはなる。したがって、電源力率
は高くするととができ、電蝕トランス等の設備容量を小
さくすることができる。しかしながら、同図（ａ）から
も理解できるように、電流Ｉｕの波形はパルス状となり
、高調波成分の多い波形となってしまうという問題が生
じる。

尚、上記各電力変換装置に似た回路構成としては、特開
昭５５−１２５０８２号や、特開昭５６＝５３５８３号
に記載されたものが提供されている。

〔発明の目的〕

本発明は上述した問題点に鑑みてなされたものであり、
その目的は電源側の電流に含まれる高調波成分を低減で
きると共に、装置の小型化を図れる電力変換装置を提供
することにある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するだめ、本発明は、自己消弧素子をも
ってブリッジ回路の少なくとも主要部を構成し当該ブリ
ッジ回路の単相交流電源側にコンデンサを接続してなる
コンバータ装置によって単相電源からの単相交流電力を
直流電力に変換し、その直流電力を直流リアクトルを介
して負荷に供給でき、かつ前記コンバータ装置における
自己消弧素子を短絡モード及びパルス幅変調モードに点
弧制御する制御回路を備えてなることを特徴とするもの
である。

このように構成された本発明によれば、上記動作させる
モードの状態に応じて負荷に供給する直流電圧の大きさ
を制御でき、かつ電源側の電流の高周、波含有率を減少
させることができる。

また、本発明は、自己消弧素子をもってブリッジ回路の
少なくとも主要部を構成し当該ブリッジ回路の単相交流
電源側にコンデンサを接続してなるコンバータ装置によ
り単相電源からの単相交流電力を直流電力に変換し、そ
の直流電力を直流リアクトルを介して、自己消弧素子を
もって多相でブリッジ回路の少なくとも主要部を構成し
その交流出力側にコンデンサを接続してなるインバータ
装置に供給し、該インパーク装置により直流電力を多相
交流電力に変換して負荷に供給できるようにしたことを
特徴とするものである。

このように構成された本発明によれば、単相交流の電源
側の電流に含まれる高調波成分を低減することができる
と共に、装置の小型化を図れることになる。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は、本発明に係る電力変換装置の実施例を示す回
路図である。

第１図において、前記回路例と同一要素には同一の符号
を付して説明することにする。

第１図において、１は単相交流電源であり、該電源１は
コンバータ装置２Ａに接続されている。

該コンバータ装置２Ａは、ゲートターンオフサイリスク
、トランジスタの如きスイッチング素子からなる自己消
弧素子２Ａ１〜２Ａ４　　をもってブリッジ回路が構成
され、その交流入力にコンデンサ２ムロが接続されて構
成されている。

前記コンバータ装置２Ａの出力側には、直流リアクトル
３を介して負荷４が接続されている。また、前記コンバ
ータ装置２Ａの各自己消弧素子２Ａ１〜２＾４のゲート
には、制御回路５Ａからの点弧信号Ｒｚ＾ｔ＋Ｒ２Ａｓ
＋Ｓｚｕ＋Ｓ２ｕが供給されている。

制御回路５Ａは、電源電圧ｅＲ［ｌを取り込み基準変調
波（Ｊを形成する基準変調波発生回路５Ａ！と、該発生
回路５ム１からの基準変調波Ｃ（と電圧指令Ｖ：との乗
算をして変調波Ｃ２を得る乗算回路５ム２と、波送波Ｃ
ｔｔ形成する搬送波発生回路５ム３と、該発生回路５ム
３からの出力Ｃ１と乗算回路５Ａ、からの出力Ｃ２とを
比較しパルス幅変調（ＰＷＭ）パターンＡ、Ａを形成す
る比較回路５＾４と、交流電源１からの出力ｅＲ１１を
基に分配信号を発生する分配信号発生回路５Ａ５と、該
発生回路５＾５からの信号を基にＰＷＭパターンＡ、Ａ
を合成すると共に分配する合成・分配回路５＾６と、該
合成・分配回路５＾６からの信号を基にゲート点弧信号
を出力するゲート回路５＾７とを含んで構成されている
。

このように構成された電力変換装置の実施例の動作を第
３図乃至第５図を参照して説明する。

第３図は本実施例の動作を説明するに示すタイムチャー
トであり、第４図は第３図の一部を拡大して示すタイム
チャートである。第５図は動作態様を示す説明図である
。

図において、電源電圧ｅＲＩ＋に応じた周波数の基準変
調波Ｃ≦が回路５ム１より出力される。この基準変調波
Ｃ≦の信号と出力電圧指令値Ｖｄとが乗算回路５Ａ２で
乗算され変調波Ｃ２が得られる。一方、変調波Ｃ２より
も高い周波数の搬送波ＣＩが搬送波発生回路５Ａ、より
出力される。該搬送波Ｃ１と変調波Ｃ２が比較回路５Ａ
４で比較される。

搬送波Ｃ＋の瞬時値の方が変調波Ｃ２の瞬時値より大き
い場合に高く（′Ｈ″）、逆の場合に低く（＠Ｌ’）な
るＰＷＭパターンＡと、このバター／Ａに対して論理が
反転したパターンＡが比較回路５ム４より得られる。ま
た、電源電圧の一周期の９０度に相当する幅で位相が９
０度ずつ遅れた分配信号が分配信号発生回路５＾５より
出力される。

この信号とＰＷＭパターン、及びＡとが合成会分配回路
５ムロにおいて合成−分配される。この合成−分配され
た信号がゲート回路５Ａ７を経て、ゲート信号Ｒ２人（
、Ｒ２＾Ｂ　＋　Ｓ　２　ｋ２＋　Ｓ　２　Ａ４となる
。このようにして作られたゲート信号Ｒ２Ａ＋１Ｒ２ム
３．Ｓ２＾２．Ｓ２＾４は、コンバータ装置２Ａにおけ
る自己消弧素子２＾１〜２Ａ４のゲートに供給される。

上述した制御回路５Ａによりコンバータ装置２Ａが制御
された場合は、第５図（ａ）、　（ｂ）のいずれかのモ
ードに自己消弧素子２Ａｌ〜′２Ａ４が制御される。

この場合、第４−に示す期間１．．１２，１３゜ｔ４は
自己消弧素子２Ａｌ、２ム３がオン＜ＯＮ）となるモー
ドである。このモードの場合、直流回路側においで、直
流リアクトル３．負荷４．自己消弧素子２Ａ３，２＾１
を通し再び該リアクトル３という経路で電流が還流する
ことになる。この期間の動作を短絡モードの動作とし、
これを第５図（ａ）に示している。尚、■ｄは、回路に
流れている直流電流である。

また、第５図（ｂ）は、ＰＷＭモードの動作を示してお
り、第４図に示す期間ｔＳ　＋　ｔ６　＋　ｔ７におい
て、自己消弧素子２ＡＩ！２Ａ４がオンとなるモードで
ある。この場合、直流電流Ｉｄは、交流電源１、自己消
弧素子２ム１、直流リアクトル３、負荷４、自己消弧素
子２＾４なる経路で流れることになる。したがって、直
流電圧Ｖａは、交流電圧になる。第４図では、直流電圧
■ｄはパルス状になっているが、直流リアクトル３の作
用により電流Ｉｄは脈動が少なくなっているのが理解で
きる。

次に、第２図に示す直流電圧指令値Ｖ：を変えると、そ
の値に応じて第３図に示す変調波Ｃ２の振幅が変わるの
で、信号Ａ、Ａの各パルス幅が変わることになる。指令
値Ｖａを大きくすると、信号Ａのｔ５　＋　ｔ６　＋　
ｔ７の期間の幅が増加し、信号Ａのｔｌ　＋　ｔ２　＋
　　ｔＩＩ　＋　　ｔ４の期間の幅が減少する。この結
果、直流電圧■ｄの平均値が増加する。

逆に指令値Ｖ　ａを小さくすれば、第５図（ａ）の短絡
モード期間が増加し、直流電圧ｖｄの平均値が減少する
。

第６図は指令値Ｖ：を小さくした場合の動作を示すタイ
ムチャートである。図において、直流電圧Ｖａの各パル
ス電圧の幅が狭くなっており、直流電圧Ｖｄの平均値（
直流電流１．）が第３図に示す場合と比較して小さくな
っているのが理解できる。

上記実施例によれば、入力電流■υに含まれる高調成分
含有率を大幅に低減することができると共に、力率を１
に保ったまた直流電圧を制御できる。また、本実施例に
よれば、直流電流Ｉｄの脈動率を小さくできるので、直
流リアクトル３の容量を小さくすることができ、装置を
小型化することが可能となる。

第７図乃至第９図は第１図に示す電力変換装置における
他の動作例を示すタイムチャートである。

第７図に示す動作例が第３図に示すものと異なるところ
は、期間Ｔ３　、Ｔａにおけるパルス分配が、期間Ｔ３
においてＳ相がＲ相に、期間Ｔ４においてＲ相がＳ相に
、それぞれ入れ替っている点にある。

このように動作させても上記実施例と同様の作用効果を
有する。

第８図に示す動作例が第３図に示すものと異なるところ
は、期間Ｔ＊　、Ｔ４におけるパルス分配であって、短
絡モードを構成する相が期間Ｔ！では、Ｓ相がＲ相に、
期間Ｔ４では、Ｒ相がＳ相に入れ替わっている点にある
。

第９図に示す動作例が第３図に示すものと異なるところ
は変調波Ｃ２の波形を、正弦波から台形波に替えた点に
ある。このような動作例（つまり、被送波Ｃ２に台形波
を採用すること）は、もちろん、第７図、第８図の動作
例に適用することが可能である。

第８図及び第９図に示す如く上記電力変換装置を動作さ
せても上記実施例と同様の作用効果を得ることができる
。

第１０図は本発明に係る電力変換装置の他の実施例を示
す回路図である。

第１０図に示す電力変換装置は、単相交流を直流に変換
し、再び多相交流（この実施例では、三相交流である）
を得るものである。

第１０図に示す実施例が第１５図に示す回路と異なると
ころは、コンバータ装置２Ｂ及びインバータ装置６Ｂの
構成にある。

該コンバータ装置２Ｂは、ゲートターンオフサイリスタ
、トランジスタ等の如き自己消弧素子２１１１〜′２Ｂ
４’によりブリッジ回路を構成し、このブリッジ回路の
電源側に過電圧吸収用コンデンサ２ｍ６を接続して構成
されている。

前記インバータ装置６Ｂは、上記同様に、自己消弧素子
６１ｏ〜６．ｍ６をもってブリッジ回路を構成させ、そ
のブリッジ回路の三相交流出力側に過電圧吸収用コンデ
ンサ６１６〜６ｉ＋７を接続して構成されている。

尚、符号５Ｂは制御回路であり、制御回路５Ｂは、速度
指令Ｖ、を取り込み、これと電動機７の実回転信号とか
らコンバータ装置２Ｂ及びインバータ装置６Ｂを点弧制
御するようになっている。

上述した構成を有する実施例の動作を第１１図を参照し
ながら説明する。

第１１図は第１０図の動作を説明するために示す動作波
形図である。

本実施例によれば、コンバータ装置２Ｂ及びインバータ
装置６Ｂに自己消弧素子を用いているので、高い周波数
でのスイッチングが可能となる。

このだめ、コンバータ装置２Ｂからの出力直流電圧ｖ４
は、第１１図に示すように、電源の交流電圧の１周期の
間に多数のパルスを持つように制御することが可能とな
る。この結果、直流電流Ｉａの脈動が非常に小さくなり
、脈動を抑制するだめの直流リアクトル３を大幅に小さ
くすることができる。このことは装置の小型化に大きく
寄与する。

コンバータ装置２Ｂの入力端に過電圧吸収用のコンデン
サ２ｉ５を接続しているので、これにフィルタとしての
機能を持たせることができる。この結果、第１１図（ａ
）に示すように、電源（入力）電流Ｉｔ＋をほぼ正弦波
にすることができる。

インバータ装置６Ｂの場合も、コンバータ装置２Ｂと同
様、高い周波数でのスイッチング動作が可能になる。し
かも、電流しゃ断時の過電圧吸収用コンデンサ６３６〜
６１１ｓを出力端に接続しであるので、これがフィルタ
としての機能も持つことになり、第１１図（Ｃ）に示す
ように出力電圧、電流、すなわち負荷である交流電動機
５の電圧拳電流波形をほぼ正弦波にすることができる。

過電圧吸収用のコンデンサ６Ｂ６〜６１［１を入力ある
いは出力端に接続しているので、過電圧吸収作用をイン
バータ動作周期の全範囲にわたって行なわせることが可
能となり、この結果、過電圧吸収用コンデンサ容量を大
幅に低減することができる。入力電流、及び出力電圧電
流をほぼ正弦波にすることができるので、商用電源に対
する高調波障害の問題を解決することができると共に、
負荷である交流電動機７の低損失、低騒音、低トルク脈
動駆動が可能になり、交流電動機駆動に非常に好適なイ
ンバータ装置となる。コンバータ装置２Ｂの直流出力電
圧を通電パルス幅を変えることにより制御することがで
きるので、電源電圧と電流の位相を、第１１図（ａ）に
示すように、一致させることが可能になる。したがって
、高力率運転ができる。

上述したように、本実施例によれば、電源トランス等の
設備容量を小さくすることができ、システム全体として
の小型軽量、低コスト化を図ることができる。。

第１２図は本発明の他の実施例を示す回路図である。

第１２図において、コンバータ装置２Ｃは、トランジス
タからなる自己消弧素子２ｃｏ〜２Ｃ，とダイオード２
ｃ４〜２ｃ７　　とを直列接続して素子をもってブリッ
ジ回路を構成し、そのブリッジ回路の交流電源側にコン
デンサ２Ｃ８を接続して構成されている。

該インバータ装置６Ｃは、トランジスタから春なる自己
消弧素子６ｃＯ〜６ｃＢとダイオード６ｃ６〜６ｃ１１
とからなる素子をもって三相ブリッジ回路を構成し、そ
のブリッジ回路の交流電源出力側にコンデンサ６ｃ１！
〜６ｃ１４を接続して構成されている。

上記回路において、ダイオード２ｃ４〜２ｃｔ、６ｃｓ
ｚ〜６ｃｓ４は、トランジスタ２ｃｏ〜２ｃｓ、　６ｃ
６〜６ｃ１１に逆方向に電圧が印加されたときに前記ト
ランジスタが破壊しな−いようにするためのものである
。

上記回路構成のほかは第１０図のものと同一である。

上記実施例によれば、第１０図の実施例と同様の作用効
果が得られるものである。

同、上記実施例では、トランジスタを用いたが、もちろ
ん、トランジスタに限らず、ＦＥＴ等を用いることがで
きる。この場合、逆耐圧特性を持たないＧＴＯ，）ラン
ジスタ、ＦＥＴ等を用いるときには第１２図同様、ダイ
オードを直列に接続して使用する必要がある。

本実施例によれば、電源（入力）電流、及び出力電圧、
電流波形を正弦波にすることができるので、ｔＬ源に対
する高調波障害がなくなると共に、負荷である交流電動
機の高効率運転ができ、低トルク脈動、低騒音駆動が可
能になる。また、電源に対する高力率運転が可能になり
、電源トランス等の設備容置を低減できる。さらに、コ
ンデンサ個数とその全基量及びリアクトル容量を大幅に
低減できるので、装置の小型軽量化が可能となり、電動
機駆動、特に電源として単相交流電源を対象としている
ので、車両等を駆動するのに好適なインバータ装置を実
現させることができる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によれば、電源側に電流に含
まれる高調波成分を低減できると共に、装置の小型化が
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
同実施例に用いる制御回路を示すブロック図、第３図は
同実施例の動作を説明するために示すタイムチャート、
第４図は第３図の一部を拡大して示すタイムチャート、
第５図（ａ）、（ｂ）は同実施例の動作を説明するだめ
に示す説明図、第６図は同実施例の動作を説明するため
に示すタイムチャート、第７図乃至第９図は同実施例の
他の動作例を示すタイムチャート、第１０図は本発明の
他の実施例を示す回路図、第１１図は同実施例の動作を
説明するために示す波形図、第１２図は本発明の他の実
施例を示す回路図、第１３図は従来例を示す回路図、第
１４図は従来例の動作波形図、第１５図は他の従来例を
示す回路図、第１６図は第１５図の動作波形図である。１・・・単相交流電源、２，２Ａ、２Ｂ、２Ｃ・・・コ
ンバータ装置、３・・・直流リアクトル、４・・・負Ｌ
５゜５Ａ、５Ｂ・・・制御回路、６．６Ａ、６Ｂ、６Ｇ
・・・インバータ装置、７・・・電動機。

Claims

【特許請求の範囲】１、自己消弧素子をもってブリッジ回路の少なくとも主
要部を構成し、該ブリッジ回路の交流入力側にコンデン
サを接続してなるコンバータ装置と、該コンバータ装置
からの出力を平滑して負荷に供給するリアクトルと、該
コンバータ装置の自己消弧素子を短絡モード及びパルス
幅変調モードに点弧制する制御回路とを備えてなること
を特徴とする電力変換装置。２、自己消弧素子をもってブリッジ回路の少なくとも主
要部を構成し、該ブリッジ回路の交流入力側にコンデン
サを接続してなるコンバータ装置と、該コンバータ装置
からの出力を平滑するリアクトルと、自己消弧素子をも
って多相ブリッジ回路の主要部を構成し、その多相ブリ
ッジ回路の交流出力側にコンデンサを接続し、前記リア
クトルを介して取り込んだ直流電力を多相交流電力に変
換して負荷に供給するインバータ装置と、前記コンバー
タ装置及びインバータ装置を点弧制御する制御回路とを
備えてなる電力変換装置。