JPH08228474A - 直流電圧変換電源装置とこれを用いた信号増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単な回路構成で直流電圧源の２倍以下の電
圧を得るようにする。 【構成】 正弦波発振器２０のＯＵＴ端子からの正弦波
信号は、増幅用トランジスタ５で増幅されてスイッチン
グ用トランジスタ４をオン，オフする。この正弦波は、
また、反転増幅用トランジスタ７で増幅されてスイッチ
ング用トランジスタ６をオン，オフする。このとき、ト
ランジスタ４，６は、同時にオンすることないようにす
る。トランジスタ４がオンすると、直流電圧源１のプラ
ス電極からの電圧Ｖin(＋）でコンデンサ１４が充電さ
れ、トランジスタ６がオンすると、直流電圧源１のマイ
ナス電極からの電圧Ｖin(−）でコンデンサ１５に充電
される。このようにして、コンデンサ１４の充電電圧は
Ｖin(＋）となり、コンデンサ１５の充電電圧はＶin
(−）となる。従って、出力端子１７，１９間には、直
流電圧源１の電圧Ｖin の約２倍の電圧が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、カーバッテリや電池な
どの直流低電圧電源に用いる直流電圧変換電源装置に係
り、特に、スピーカなどの負荷を大きな出力で駆動する
電力増幅器に好敵な直流電圧変換電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の直流電圧変換電源装置は、特開平
３−１８６９０８号公報に示されたように、入力に接続
された直流電源からの入力電圧をスイッチングし、その
スイッチングされた入力電圧をトランスで昇圧して整流
することにより高電圧を得ていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、高出力を得る
ためには、昇圧トランスも大型になり、原価や占有体積
に大きな影響を与えていた。

【０００４】本発明の目的は、かかる問題を解消し、昇
圧トランスを不要として高出力が得られるようにした簡
易な直流電圧変換電源装置とこれを用いた信号増幅器を
提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による直流電圧変換電源装置は、直流電圧源
の一方の電極が接続される第１の入力端子と中点電位の
端子との間に、第１のコンデンサと第１のスイッチング
素子とが並列接続されてなる第１の並列回路を接続し、
該直流電圧源の他方の電極が接続される第２の入力端子
と該中点電位の端子との間に、第２のコンデンサと第２
のスイッチング素子とが並列接続されてなる第２の並列
回路を接続し、該第１，第２の入力端子を夫々第１，第
２の出力端子に接続し、信号発生器から発生される漸次
振幅が変化する周期性の駆動信号により、少なくとも該
第１，第２のスイッチング素子の一方がオンのとき他方
がオフするように、該第１，第２のスイッチング素子を
オン，オフ駆動する。

【０００６】また、本発明による信号増幅器は、上記直
流電圧変換電源装置の第１，第２の出力端子間に得られ
る出力電圧を増幅器の電源電圧とし、該増幅器の入力信
号または出力信号のレベルに応じて上記信号発生器の出
力信号の振幅を変化させる制御手段を設ける。

【０００７】

【作用】本発明による直流電圧変換電源装置では、第１
のスイッチング素子がオンするときに第１のコンデンサ
が充電されて、第１の出力端子に直流電圧源の電圧にほ
ぼ等しいプラスの電圧が得られ、第２のスイッチング素
子がオンするときに第２のコンデンサが充電されて、第
２の出力端子に直流電圧源の電圧にほぼ等しいマイナス
の電圧が得られる。従って、該第１，第２の出力端子間
に、直流電圧源の電圧の約２倍の出力電圧が得られるこ
とになる。この場合、該第１，第２のスイッチング素子
をオン，オフする信号発生器の出力信号は、振幅が漸次
変化する傾斜状の周期性信号であるから、第１，第２の
スイッチング素子を同時にオフする領域を広くすること
ができ、これらスイッチング素子が同時にオンするよう
な異常状態が生じないようなオン，オフの閾値を余裕を
もって設定できる。

【０００８】本発明による信号増幅器では、増幅器が処
理する信号のレベルに応じて信号発生器の出力信号の振
幅を変化させるものであるから、この処理信号のレベル
に応じて増幅器の電源電圧が変化し、増幅器への電力供
給が効率良く行なわれることになる。

【０００９】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明による直流電圧変換電源装置の基本構
成を示すブロック図であって、１は直流電圧源、２，３
は入力端子、８，９はダイオード、１４，１５はコンデ
ンサ、１７は出力端子、１８は接地端子、１９は出力端
子、２５，２６はスイッチング素子、２７は増幅器、２
８は反転増幅器、２９は信号発生器である。

【００１０】この実施例は、入力端子２，３に接続され
た直流電圧源１からの直流電圧を増幅して出力端子１
７，１９に直流電圧を出力するものである。

【００１１】図１において、一方の入力端子２と出力端
子１７との間には、コイル４２とダイオード８とが直列
に接続され、また、他方の入力端子３と出力端子１９と
の間に、コイル４３とダイオード９とが直列に接続され
ている。ダイオード８，９は入力端子２，３側からみて
逆極性に接続され、ダイオード８は入力端子２側にアノ
ードが接続される。

【００１２】ダイオード８のアノードとダイオード９の
カソードとの間に２つのスイッチング素子２５，２６が
直列に接続され、これらは信号発生器２９から出力され
て増幅器２７，反転増幅器２８によって増幅される信号
によって駆動される。この信号発生器２９は出力端子１
７，１９からに接続されている。

【００１３】２つのスイッチング素子２５，２６間は接
地端子１８を介して接地されており、ダイオード８のカ
ソード側と接地端子１８との間にコンデンサ１４が接続
され、また、この接地端子１８とダイオード９のアノー
ド側との間にコンデンサ１５が接続されている。

【００１４】かかる構成において、電圧Ｖinの直流電圧
源１のプラス側の電圧をＶin(＋）とし、マイナス側に
電圧をＶin(−）として、電圧Ｖin(＋）が入力端子２
に、電圧Ｖin(−）が入力端子３に供給されるように、
直流電圧源１が入力端子２，３間に接続され、出力端子
１７，１９間に接続されると、このとき、初期状態とし
て少なくともスイッチング素子２５はオフ状態にあり、
従って、直流電圧源１から入力端子２，ダイオード８を
介してコンデンサ１４が充電され、また、入力端子２か
らの入力電圧Ｖin(＋）はコイル４２，ダイオード８を
介して出力電圧Ｖout(＋）として出力端子１７から出力
される。

【００１５】この入力電圧Ｖin(＋）は、また、信号発
生器２９に供給され、これにより、信号発生器２９のＯ
ＵＴ端子に接地端子１８に対してプラス，マイナスと振
幅が周期的に変化する周期信号が出力される。この周期
信号は増幅器２７で増幅されてスイッチング素子２５を
オン，オフ動作させ、また、反転増幅器２８で反転増幅
されてスイッチング素子２６をオン，オフ動作させる。
この場合、増幅器２７と反転増幅器２８の閾値電圧を適
宜設定したり、スイッチング素子２５，２６のオフから
オンの切替りタイミングを適宜遅延することなどによ
り、スイッチング素子２５，２６の一方がオンのときに
は必ず他方がオフするようにして、スイッチング素子２
５，２６が同時にオンして直流電圧源１の両端が短絡し
ないようにする必要がある。

【００１６】まず、スイッチング素子２５がオンする
と、スイッチング素子２６がオフし、コンデンサ１５が
直流電圧源１から、ダイオード９を介し、接地端子１８
の電圧（＝０（ｖ））に対してマイナスの電圧に充電さ
れる。これにより、出力端子１９からの出力電圧Ｖout
(−）は直流電圧源１からの入力電圧Ｖin(−）に等し
い。次に、スイッチング素子２６がオンすると、スイッ
チング素子２５がオフするから、直流電圧源１からダイ
オード８を介してコンデンサ１４が接地端子１８の電圧
（＝０（ｖ））に対してプラスの電圧に充電される。こ
れにより、出力端子１７に得られる出力電圧Ｖout(＋）
は直流電圧源１からの入力電圧Ｖin(＋）に等しい。

【００１７】その後、スイッチング素子２５，２６が交
互にオン，オフを繰り返し、コンデンサ１４の充電電圧
は接地端子１８の電圧に対してプラスの入力電圧Ｖin
(＋）に等しくなり、コンデンサ１５の充電電圧も接地
端子１８の電圧に対してマイナスの入力電圧Ｖin(−）
に等しくなる。従って、出力端子１７からは、継続して
入力電圧Ｖin(＋）に等しい出力電圧Ｖout(＋）が、出
力端子１７からは、継続して入力電圧Ｖin(＋）に等し
い出力電圧 Ｖout(−）が夫々得られ、出力端子１７，
１９間に、直流電圧源１の電圧Ｖinの約２倍の電圧が得
られることになる。

【００１８】なお、コイル４２，４３は、スイッチング
素子２５，２６のオン時のコンデンサ１４，１５の充電
突入サージ電流の保護素子であり、抵抗などと置換して
もよい。また、かかる保護素子の挿入位置としては、図
示する位置以外でもよく、例えば、スイッチング素子２
５，２６と直列に挿入されてもよい。

【００１９】図２は図１に示した直流電圧変換電源回路
の一具体例を示す回路図であって、４，５はＮＰＮ型の
トランジスタ、６，７はＰＮＰ型のトランジスタ、１
０，１１はコンデンサ、１２，１３は抵抗、１６は無安
定マルチバイブレータ、４４，４５は抵抗であり、図１
に対応する部分には同一符号を付けている。

【００２０】同図において、この具体例では、図１での
信号発生器２９として無安定マルチバイブレータ１６を
用い、スイッチング素子２５，２６としてトランジスタ
４，６を用い、増幅器２７，反転増幅器２８としては、
トランジスタ４，６を電流増幅駆動するトランジスタ
５，７を用いている。また、充電突入サージ電流の保護
素子としては、直流電圧源１の内部抵抗ｒを利用してい
る。さらに、ダイオード８，９に並列に接続されたコン
デンサ１０，１１は、これらダイオード８，９のスイッ
チングノイズを防止するためのものである。

【００２１】次に、この具体例の動作を図３，図４，図
５によって説明する。

【００２２】図３は無安定マルチバイブレータ１６のＯ
ＵＴ端子の出力信号を示す波形図である。

【００２３】このＯＵＴ端子からは、接地端子１８の電
圧（＝０（Ｖ））を中心に、図示す波形の信号が出力さ
れる。図２におけるトランジスタ４，６をオンさせるた
めの閾値電圧の絶対値Ｖrefは、トランジスタ４のベー
ス・エミッタ間電圧をＶbe４、トランジスタ５のベース
・エミッタ間電圧をＶbe５、トランジスタ５のベースと
接地端子１８との間に接続される抵抗１２の抵抗値をＲ
１２、トランジスタ７のベースとＯＵＴ端子との間に接
続される抵抗１３の抵抗値をＲ１３とすると、 Ｖref＝（Ｖbe４＋Ｖbe５）×（１＋Ｒ１３／Ｒ１２） となる。無安定マルチバイブレータ１６のＯＵＴ端子か
らの出力信号の電圧がこの＋Ｖref の閾値電圧を超えた
とき、トランジスタ４がオンし、−Ｖrefの閾値電圧を
超えたとき、トランジスタ６がオンする。

【００２４】図３において、破線で示す電圧が夫々トラ
ンジスタ４，６の閾値電圧＋Ｖref， −Ｖrefであり、
それら間の斜線部分はトランジスタ４，６がともにオフ
する領域となる。

【００２５】図４は接地端子１８の電圧（＝０（Ｖ））
に対する入力端子２からの入力電圧Ｖin(＋）の変化を
示するものであって、範囲ａがトランジスタ６がオンし
てコンデンサ１４が充電される領域となる。

【００２６】図５は接地端子１８の電圧（＝０（Ｖ））
に対する入力端子３からの電圧Ｖin（−）の変化を示す
ものであって、範囲ｂがトランジスタ４がオンしてコン
デンサ１５が充電される領域となる。

【００２７】図６は本発明による直流電圧変換電源装置
の一実施例を示す回路図であって、２０は正弦波発振器
であり、図２に対応する部分には同一符号を付けてい
る。

【００２８】同図において、この実施例は、図１に示し
た基本構成において、信号発生器２９として正弦波発振
器２０を用いたものである。

【００２９】次に、この実施例の動作を図７，図８，図
９によって説明する。

【００３０】図７は正弦波発振器２０のＯＵＴ端子の出
力信号を示す波形図であって、正弦波発振器２０のＯＵ
Ｔ端子からは、図示するように、接地端子１８の電圧
（＝０（Ｖ））を中心レベルとする正弦波信号が出力さ
れる。トランジスタ４，６の閾値電圧Ｖrefは、図２に
示した具体例の場合と同様に、 Ｖref＝（Ｖbe４＋Ｖbe５）×（１＋Ｒ１３／Ｒ１２） となる。斜線部分はトランジスタ４，６がともにオフす
る領域となる。

【００３１】図８は接地端子１８の電圧（＝０（Ｖ））
に対する入力端子２の電圧Ｖin(＋）の変化を示し、範
囲ａがトランジスタ６がオンしてコンデンサ１４に充電
される領域である。斜線で示す範囲ｃはトランジスタ
４，６がともにオフとなり、フロート状態となる領域で
ある。

【００３２】図９は接地端子１８の電圧（＝０（Ｖ））
に対する入力端子３の電圧Ｖin(−）の変化を示し、範
囲ｂがトランジスタ４がオンしてコンデンサ１５に充電
される領域である。

【００３３】この具体例では、上記のように、トランジ
スタ４，６がともにオフとなる領域を広くすることがで
きるので、トランジスタ４，６の電荷の蓄積効果によっ
てオフするタイミングの遅れが生ずることにより、トラ
ンジスタ４，６がともにオンするというような異常な状
態の発生を防止することができる。

【００３４】なお、この具体例では、信号発生器２９と
して正弦波発振器２０を使用したが、三角波や鋸波など
の傾斜した波形の信号を発生する信号発生器も使用する
ことができ、上記と同様の効果を得ることができるし、
また、信号波形の相違によって上記ｃの領域を変えるこ
とが可能である。

【００３５】図１０は本発明による直流電圧変換電源装
置の他の実施例を示す回路図であって、２１は抵抗、２
２はＮＰＮ型のトランジスタ、２３は抵抗、２４は電圧
コントロール端子であり、図６に対応する部分には同一
符号を付けている。

【００３６】同図において、この実施例は、電圧コント
ロール端子２４からのコントロール電圧により、トラン
ジスタ２２をオン，オフして、抵抗２１を抵抗１２に並
列に付加したり、除いたりするようにしたものである。

【００３７】電圧コントロール端子２４に接地端子１８
に対してマイナスのコントロール電圧が入力されるとき
には、トランジスタ２２がオフし、抵抗２１は働かな
い。この場合には、トランジスタ４，６をオンする閾値
電圧Ｖrefが図６に示した実施例での閾値電圧 Ｖrefと
等しく設定される。

【００３８】また、電圧コントロール端子２４に接地端
子１８に対してプラスのコントロール電圧が入力された
ときには、トランジスタ２２がオンして抵抗１２に並列
に抵抗２１が接続される。トランジスタ４のベース・エ
ミッタ間電圧をＶbe４、トランジスタ５のベース・エミ
ッタ間電圧をＶbe５とし、抵抗１２，１３，２１の抵抗
値を夫々Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ２１とし、抵抗１２，２１
の並列抵抗値をＲとすると、トランジスタ４，６をオン
する閾値電圧の絶対値Ｖrefは、 Ｖref＝（Ｖbe４＋Ｖbe５）×（１＋Ｒ１３／Ｒ） であり、Ｒ＜Ｒ１２であるから、トランジスタ２２がオ
ンのときには、図６に示した実施例の場合よりも高くな
る。

【００３９】図１１は正弦波発振器２０のＯＵＴ端子の
出力信号を示す波形図であって、接地端子１８の電圧
（＝０（Ｖ））を中心レベルとした正弦波状をなしてい
る。

【００４０】図１１における破線は、電圧コントロール
端子２４からプラスのコントロール電圧が入力され、ト
ランジスタ２２がオンしたときのトランジスタ４，６の
閾値電圧、即ち、±Ｖrefを示しており、斜線部分はト
ランジスタ４，６がともにオンしない領域である。

【００４１】図１２は接地端子１８の電圧（＝０
（Ｖ））に対する入力端子２の電圧Ｖin(＋）の変化を
示し、範囲ａがトランジスタ６がオンしてコンデンサ１
４が充電される領域である。斜線で示す範囲ｃは、トラ
ンジスタ４，６がともにオフしてフロート状態となる領
域である。

【００４２】図１３も、同様に、接地端子１８の電圧
（＝０（Ｖ））に対する入力端子３の電圧Ｖin(−）の
変化を示し、範囲ｂがトランジスタ４がオンしてコンデ
ンサ１５が充電される領域である。斜線で示す範囲ｃ
は、トランジスタ４，６がともにオフしてフロート状態
とする領域である。

【００４３】この実施例では、このように、電圧コント
ロール端子２４からのコントロール電圧でトランジスタ
２２をオンさせることにより、正弦波発振器２０の出力
信号の周期に対するオン時間の割合を小さくすることが
できる。そして、このオン時間の割合が小さくすること
により、出力端子１７，１９に接続された負荷の負荷電
流によって出力端子１７，１９に生じる直流電圧を低下
させることが可能となる。出力端子１７，１９に接続さ
れた電力増幅器などの負荷での信号レベルが低い場合に
は、出力端子１７，１９に生じる直流電圧が低い方が電
力効率がよく、この信号レベルが高い場合には、出力端
子１７，１９に生じる直流電圧を高くしなければ、負荷
から充分に信号を出力することができない。このような
負荷回路に対し、そこでの信号レベルの大きさに応じて
直流電源電圧の大きさを切り換えることができる。

【００４４】この実施例において、抵抗２１の抵抗値Ｒ
２１をゼロにすることにより、電圧コントロール端子２
４からのコントロール電圧によってトランジスタ４，６
をオンさせないようにしたり、電圧コントロール端子２
４からのコントロール電圧によって正弦波発振器２０の
発振を停止させ、トランジスタ４，６をオンさせないよ
うにすることにより、出力端子１７，１９間の出力電圧
を直流電圧源１の電圧Ｖinまで低下させることができ
る。

【００４５】また、トランジスタ２２と抵抗２１からな
る回路をＦＥＴなどの可変抵抗素子で構成することによ
り、電圧コントロール端子２４のコントロール電圧のレ
ベルに対して連続的に出力端子１７，１９に得られる出
力の大きさを切り換えることもできる。

【００４６】図１４は本発明による直流電圧変換電源装
置のさらに他の実施例を示す構成図であって、３０，３
１はＰＮＰ型のトランジスタ、３２，３３はＰＮＰ型の
トランジスタ、３４，３５はダイオード、３６，３７は
コンデンサ、３８は出力端子、３９は接地端子、４０は
出力端子、４１は抵抗であり、前出図面に対応する部分
には同一符号を付けている。

【００４７】同図において、端子１７，１９と出力端子
３８，４０との間に、入力端子２，３と端子１７，１９
との間に設けられた上記の構成のものを直列に接続した
ものであり、上記の構成の直流電圧変換装置を２段従属
接続した構成をなすものである。

【００４８】即ち、端子１７と出力端子３８との間にダ
イオード３４が順方向に接続され、端子１９と出力端子
４０との間にダイオード３５が逆方向に接続されてい
る。ダイオード３４のアノード側とダイオード３５のカ
ソード側との間にスイッチング素子としてのトランジス
タ３１，３３が直列に接続され、これらの間が接地端子
３９を介して接地されている。また、出力端子３８と接
地端子３９との間にコンデンサ３６が接続され、接地端
子３９と出力端子４０との間にコンデンサ３７が接続さ
れている。

【００４９】出力端子３８，４０に得られる出力電圧２
Ｖout(＋），２Ｖout(−）が信号発生器２９に供給さ
れ、その出力信号が、上記のようにトランジスタ５，７
に供給されるとともに、増幅器としてのトランジスタ３
０を介してトランジスタ３１をオン，オフ駆動し、ま
た、反転増幅器としてのトランジスタ３２を介してトラ
ンジスタ３３をオン，オフ駆動する。従って、トランジ
スタ３１のオン，オフの位相はトランジスタ４と同期し
ており、トランジスタ３３のオン，オフの位相もトラン
ジスタ６に同期している。

【００５０】なお、先の実施例では接地端子となってい
た端子１８は、この実施例では、接地されていない。

【００５１】かかる構成により、この実施例では、入力
端子２，３間に接続された直流電圧源１の電圧Ｖinの約
４倍の直流出力電圧が出力端子３８，４０間に得られ
る。出力端子３８の出力電圧２Ｖout(＋）と出力端子４
０の出力電圧２Ｖout(−）は、端子１７に得られる電圧
Ｖout(＋）と端子１９に得られる電圧Ｖout(−）を夫々
入力電圧とし、トランジスタ３０，３２により電流増幅
駆動されてトランジスタ３１，３３がオン，オフし、コ
ンデンサ３６，３７が充電されることにより、入力電圧
Ｖin(＋），Ｖin(−）の２倍となる。

【００５２】この実施例の動作を動作を図１５，図１６
により説明する。

【００５３】図１５は、図１４での信号発生器２９が正
弦波信号発振器である場合の、この信号発生器のＯＵＴ
端子からの出力信号を示す波形図であり、（イ）はトラ
ンジスタ４，６，３１，３３がともにオフする不感帯を
示す。

【００５４】図１５に示す領域（ａ）では、信号発生器
２９の出力信号によってトランジスタ３１，４がオンす
る。この場合には、図１６（１）に示すように、トラン
ジスタ４を介して直流電圧源１とコンデンサ１４とが直
列接続された関係となり、コンデンサ１４に充電されて
いるｖin(＋）の電圧と直流電圧源１からの電圧Ｖin
(＋）とが加算された電圧、即ち、直流電圧源１の電圧
Ｖinの約２倍の電圧でコンデンサ３７に充電される。従
って、出力端子４０には、２×Ｖin(−）の出力電圧２
Ｖout(−）が得られる。図１５に示すの領域（ｂ）で
は、図１６(２）に示すように、トランジスタ３３，６
がオンし、同様にして、直流電圧源１の電圧Ｖinの約２
倍の電圧でコンデンサ３６が充電され、出力端子３８に
は、２×Ｖin (＋）の出力電圧２Ｖout(＋）が得られ
る。

【００５５】従って、出力端子３８，４０間に、直流電
圧源１の電圧Ｖinの約４倍の電圧が得られることにな
る。

【００５６】なお、以上は２段縦続接続したものである
が、一般に、ｎ段（但し、ｎは２以上の整数）縦続接続
するようにしてもよい。この場合、１〜（ｎ−１）段の
ものでは、端子１８（図１４）を接地せず、フロート状
態とし、最終段についてのみ接地する。勿論、格段での
プラス側のスイッチング素子（図１４でのトランジスタ
４に相当）は同位相でオン，オフし、マイナス側のスイ
ッチング素子（図１４でのトランジスタ６に相当）も、
プラス側のスイッチング素子と同時にオンすることがな
いようにして、同位相でオン，オフするように、同じ信
号発生器からの信号で駆動する。これによると、最終段
の２つの出力端子間に、最大で直流電圧源の電圧の２の
ｎ乗倍の出力電圧が得られる。

【００５７】また、このｎ段縦続の場合でも、図１０に
示した実施例と同様に、信号発生器からの信号の振幅を
変化させたり、信号発振器を停止させたりするように構
成することができ、これにより、最終段の２つの出力端
子間に得られる出力電圧を、直流電圧源の電圧の１〜２
のｎ乗倍の範囲で変化させることができる。

【００５８】図１７は負荷をスピーカとする従来の信号
増幅器の一例を示す回路図である。

【００５９】この駆動回路はＢＴＬ（Ｂalanced Ｔrans
former Ｌess）接続の電力増幅器５８，５９からなり、
直流電圧源１から電源電圧が供給される。音声信号は入
力端子４６，４７から入力され、電力増幅器５８，５９
で増幅された後、スピーカ７３を駆動する。なお、他の
構成部分については、既に知られているので、説明を省
略する。

【００６０】ここで、直流電圧源１の電圧をＶin、スピ
ーカ負荷７３のインピーダンスをＺとすると、この電圧
Ｖinが電源電圧として電力増幅器５８，５９に供給さ
れ、 スピーカ７３に供給される最大出力電力＝Ｖin²／４Ｚ となる。

【００６１】図１８は先に説明した本発明による直流電
圧変換電源装置を用いて電源電圧を供給するようにした
信号増幅器の一実施例を示す回路図であって、６０はコ
ンデンサ、６１は抵抗、６２はダイオード、６３はコン
デンサ、６４，６５は抵抗、６６はＮＰＮ型のトランジ
スタ、６７は抵抗、６８はダイオード、６９はＦＥＴで
あり、前出図面に対応する部分には同一符号をつけてい
る。

【００６２】同図において、スピーカ７３の駆動回路と
しては、図１７に示したＢＴＬ接続の電力増幅器５８，
５９により構成したものとしている。また、直流電圧変
換電源装置としては、図１０に示した構成のものとして
いる。

【００６３】この実施例では、直流電圧源１の電圧をＶ
inとすると、図１０などで説明したように、出力端子１
７，１９間に電圧Ｖinの約２倍の直流電圧が得られ、こ
の直流電圧がＢＴＬ接続の電力増幅器５８，５９からな
るスピーカ７３の駆動回路に電源電圧として供給され
る。従って、スピーカ７３のインピーダンスをＺとする
と、 スピーカ７３に供給される最大出力電力＝(２Ｖin)²／４Ｚ となり、図１７に示した従来例の場合の４倍の出力電力
を取り出すことができることになる。

【００６４】図１７に示した従来技術のように、音声信
号の前段の増幅器とこの駆動回路との間が直流接続され
ていて、図１８に示すような直流電圧変換電源装置から
駆動回路に直流電源電圧が供給されるようにすると、前
段の増幅器とこの駆動回路とのグランド間にスイッチン
グ波形が発生するため、図１８に示す実施例では、トラ
ンス９０を介して前段の増幅器と駆動回路との直流通路
をカットし、入出力をフローティング構造としている。
かかるフローティング構造には、光入出力結合などを使
用してもよい。

【００６５】また、この実施例では、駆動回路の出力信
号レベルに応じて、ＢＴＬ接続の電力増幅器５８，５９
への電源電圧をコントロールすることができるようにし
ている。

【００６６】即ち、電力増幅器５９の出力をコンデンサ
６０で直流分をカットし、抵抗６１を介してダイオード
６２とコンデンサ６３とで整流し、電力増幅器５９の出
力に比例した直流電圧を得る。また、電力増幅器の出力
電圧の代わりに入力電圧を用いるようにしてもよい。こ
の直流電圧を抵抗６４，６５によって分圧し、分圧電圧
でトランジスタ６６のコレクタ電流を変化させる。コレ
クタ電流の変化が抵抗６７で電圧に変換され、この電圧
がダイオード６８を介してＦＥＴ６９のゲートに供給さ
れる。この電圧により、ＦＥＴ６９のドレイン・ソース
間のインピーダンスが変化する。このインピーダンスの
変化により、図１０での説明と同様に、トランジスタ
４，６のオン，オフの閾値電圧が変化し、正弦波発振回
路２０からの正弦波によってトランジスタ４，６がオン
する時間幅が変化する。このようにして、電力増幅器５
９の出力に応じて、即ち、音声信号の電力に応じてＢＴ
Ｌ接続の電力増幅器５８，５９への電源電圧を変化させ
ることが可能となる。

【００６７】電力増幅器５９の出力信号がない場合に
は、トランジスタ６６がオフし、ＦＥＴ６９がオンす
る。このため、正弦波発振器２０のＯＵＴ端子から出力
される正弦波信号はトランジスタ５，７のベースに供給
されず、トランジスタ４，６はともにオフとなる。この
結果、ＢＴＬ接続の電力増幅器５８，５９に供給される
電源電圧は直流電圧源１の電圧Ｖinに等しく、最低とな
る。電力増幅器５９の出力信号が大きくなると、ＢＴＬ
接続の電力増幅器５８，５９への電源電圧も大きくな
る。

【００６８】図１９は本発明による信号増幅器の他の実
施例を示す回路図であって、７４は抵抗、７５はコンデ
ンサであり、図１８に対応する部分には同一符号を付け
ている。

【００６９】この実施例は、信号発生器を使用せずに、
電力増幅器の信号出力に応じてスイッチング素子をオ
ン，オフするようにしたものである。

【００７０】図１９において、ＢＴＬ接続された電力増
幅器５８，５９の一方（ここでは、増幅器５９としてい
る）の出力から抵抗７４とコンデンサ７５によって低域
周波数成分のみを抽出し、この低域周波数成分を抵抗１
２，１３で分圧してスイッチング素子であるトランジス
タ４，６をオン，オフ制御する。

【００７１】この実施例の特徴は、信号成分が高域のみ
からなり、一般的に大きな振幅となる低域成分がない場
合には、電力増幅器５８，５９に供給される電源電圧が
直流電圧源１の電圧と等しくなり、低域成分が大きくな
ると、スイッチング素子としてのトランジスタ４，６の
スイッチング動作が始まって、電力増幅器５８，５９に
供給される電源電圧が直流電圧源１の電圧より大きくな
ることである。

【００７２】なお、ここでは、抵抗７４とコンデンサ７
５による位相の遅れが有るので、トランジスタ４，６の
スイッチング動作の開始電圧値を少し小さ目に設定する
ことにより、電力増幅器５８，５９のクリッピング歪に
効果的である。これにより、電力効率の良い電力供給が
可能となる。

【００７３】図２０は本発明による信号増幅器のさらに
他の実施例を示す回路図であって、７８は低域周波数成
分増幅器、７９は電力増幅器であり、図１９に対応する
部分には同一符号を付けている。

【００７４】この実施例も、信号発生器を使用せず、電
力増幅器の信号出力でスイッチング素子をオン，オフす
るようにしたものである。

【００７５】図２０において、電力増幅器７９の出力か
ら抵抗７４とコンデンサ７５によって低域周波数成分の
みを抽出し、低域周波数成分増幅器７８で反転増幅し、
抵抗１２，１３で分圧してスイッチング素子であるトラ
ンジスタ４，６をオン，オフ制御する。

【００７６】ここで、電力増幅器７９の出力がプラス方
向の振幅のときには、プラス側電源のコンデンサ１４を
充電，昇圧し、マイナス方向の振幅のときには、マイナ
ス側電源のコンデンサ１５を充電、昇圧するようにして
いる。

【００７７】図２１は本発明による信号増幅器のさらに
他の実施例を示す回路図であって、８０，８１は抵抗、
８２はＮＰＮ型のトランジスタ、８３はＰＮＰ型のトラ
ンジスタ、８４〜８６は抵抗、８７はＰＮＰ外のトラン
ジスタ、８８はＮＰＮ型のトランジスタ、８９はコンデ
ンサであり、前出図面に対応する部分には同一符号をつ
けている。

【００７８】この実施例は、ＢＴＬ接続された電力増幅
器５８，５９（ここでは、電力増幅器５９）の出力信号
レベルに応じて信号発生器を発振させ、その出力信号に
よってスイッチング素子をオン，オフ制御するものであ
る。

【００７９】図２１において、ＢＴＬ接続された電力増
幅器５９の出力信号から抵抗７４とコンデンサ７５によ
り低域周波数成分のみを抽出し、この低域周波数成分の
抵抗８０，８１で分圧してトランジスタ８２または８３
をオンさせる。

【００８０】音声信号が高域のみからなって一般的に大
きな振幅となる低域成分がない場合には、トランジスタ
８７がオフしており、信号発生器である無安定マルチバ
イブレータ１６は発振停止状態となっている。このた
め、スイッチング素子であるトランジスタ４，６はとも
にオフ状態にあり、電力増幅器５８，５９に供給される
電源電圧は直流電圧源１の電圧に等しい。音声信号の低
域成分が大きくなると、トランジスタ８２または８３が
オンする。トランジスタ８２がオンした場合、抵抗８４
を介してトランジスタ８７がオンして無安定マルチバイ
ブレータ１６は発振し、トランジスタ４，６が上記のよ
うにオン，オフして、電力増幅器５８，５９に供給され
る電源電圧は直流電圧源１の電圧の約２倍になる。ま
た、トランジスタ８３がオンした場合でも、トランジス
タ８８を介してトランジスタ８７がオンし、上記と同様
の動作が行なわれる。

【００８１】ここで、この実施例でも、抵抗７４とコン
デンサ７５とによる位相の遅れが有り、トランジスタ
４，６のスイッチング開始電圧値を少し小さ目に設定す
ることにより、電力増幅器のクリッピング歪に効果的で
ある。これにより、電力効率の良い電力供給が可能とな
る。

【００８２】また、トランジスタ８７のベース・コレク
タ間のコンデンサ９２により、無安定マルチバイブレー
タ１６の発振を持続させ、プラス，マイナス両方向の低
域周波数成分の振れに対し、発振をスムーズに継続でき
るようになる。

【００８３】なお、図１８〜図２１に示した実施例は、
先に説明した直流電圧変換電源装置を１段用いたもので
あるが、先に説明したｎ段縦続接続のものを用いても同
様である。

【００８４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
小さな電圧の乾電池や限られた電圧のカーバッテリを電
源として使用するに際し、容易に電源電圧を昇圧でき、
駆動電圧の高いＩＣを使用したり、ヘッドホンやスピー
カなどの大きな電力を出力したい場合に非常に効果的で
ある。また、電力増幅器においては、電源電圧を必要に
応じて変化させることができ、効率の高い電力増幅器が
可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による直流電圧変換電源装置の基本構成
を示すブロック図である。

【図２】図１に示した基本構成の具体的な例を示す回路
図である。

【図３】図２における信号発生器からの信号と図２にお
けるスイッチング素子の閾値電圧とを示す波形図であ
る。

【図４】図２におけるスイッチング素子の一方の動作説
明図である。

【図５】図２におけるスイッチング素子の他方の動作説
明図である。

【図６】本発明による直流電圧変換電源装置の一実施例
を示す回路図である。

【図７】図６における信号発生器からの信号と図６にお
けるスイッチング素子の閾値電圧とを示す波形図であ
る。

【図８】図６におけるスイッチング素子の一方の動作説
明図である。

【図９】図６におけるスイッチング素子の他方の動作説
明図である。

【図１０】本発明による直流電圧変換電源装置の他の実
施例を示す回路図である。

【図１１】図１０における信号発生器からの信号と図１
０におけるスイッチング素子の閾値電圧とを示す波形図
である。

【図１２】図１０におけるスイッチング素子の一方の動
作説明図である。

【図１３】図１０におけるスイッチング素子の他方の動
作説明図である。

【図１４】本発明による直流電圧変換電源装置のさらに
他の実施例を示す回路図である。

【図１５】図１４における信号発生器からの信号と図１
４におけるスイッチング素子の閾値電圧とを示す波形図
である。

【図１６】図１４における各スイッチング素子がオンし
た場合の図１４に示す実施例の等価回路図である。

【図１７】従来の信号増幅器の一例を示す回路図であ
る。

【図１８】本発明による信号増幅器の一実施例を示す回
路図である。

【図１９】本発明による信号増幅器の他の実施例を示す
回路図である。

【図２０】本発明による信号増幅器のさらに他の実施例
を示す回路図である。

【図２１】本発明による信号増幅器のさらに他の実施例
を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 直流電圧源 ２，３ 入力端子 ４〜７ トランジスタ ８，９ ダイオード １４，１５ コンデンサ １６ 無安定マルチバイブレータ １７ 出力端子 １８ 接地端子 １９ 出力端子 ２０ 正弦波発振回路 ２１ 抵抗 ２２ トランジスタ ２４ 電圧コントロール端子 ２９ 信号発生器 ３０〜３３ トランジスタ ３４，３５ ダイオード ３６，３７ コンデンサ ３８ 出力端子 ３９ 接地端子 ４０ 出力端子 ４６，４７ 信号入力端子 ５８，５９ 電力増幅器 ６０ コンデンサ ６１ 抵抗 ６２ ダイオード ６３ コンデンサ ６４，６５ 抵抗 ６６ トランジスタ ６７ 抵抗 ６８ ダイオード ６９ ＦＥＴ ７３ スピーカ ７４ 抵抗 ７５ コンデンサ ７８ 位相反転増幅器 ７９ 電力増幅器 ８０，８１ 抵抗 ８２，８３ トランジスタ ８４〜８５ 抵抗 ８７，８８ トランジスタ ９０ トランス

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧源を出力電圧を入力電圧とし、
   該入力電圧の電圧値を変換する直流電圧変換電源装置に
   おいて、 該直流電圧源の一方の電極が接続される第１の入力端子
   と中点電位の端子との間に、第１のコンデンサと第１の
   スイッチング素子とが並列接続されてなる第１の並列回
   路を接続し、 該直流電圧源の他方の電極が接続される第２の入力端子
   と該中点電位の端子との間に、第２のコンデンサと第２
   のスイッチング素子とが並列接続されてなる第２の並列
   回路を接続し、 該第１，第２の入力端子を夫々第１，第２の出力端子に
   接続し、 信号発生器から発生される漸次振幅が変化する周期性の
   駆動信号により、少なくとも該第１，第２のスイッチン
   グ素子の一方がオンのとき他方がオフするように、該第
   １，第２のスイッチング素子をオン，オフ駆動し、 該第１，第２の出力端子間に該直流電圧源の電圧の約２
   倍までの出力電圧を得ることができるように構成したこ
   とを特徴とする直流電圧変換電源装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の直流電圧変換電源装置
   をｎ段（但し、ｎは２以上の整数）従属接続し、 最終段の以外の該直流電圧変換電源装置での前記中点電
   位の端子をフロート状態にするとともに、 該直流電圧変換電源装置夫々での前記第１のスイッチン
   グ素子を同位相でオン，オフ駆動し、前記第２のスイッ
   チング素子も同位相でオン，オフ駆動し、かつ前記第
   １，第２のスイッチング素子が同時にオンしないように
   して、 最終段の該直流電圧変換装置の前記第１，第２の出力端
   子間に前記直流電圧源の電圧の約２のｎ乗倍の最大出力
   電圧が得られるように構成したことを特徴とする直流電
   圧変換電源装置。
3. 【請求項３】 請求項２において、 前記各段の前記第１，第２のスイッチング素子を同一の
   信号発生器の周期性の出力信号でオン，オフ駆動するこ
   とを特徴とする直流電圧変換電源装置。
4. 【請求項４】 請求項１，２または３において、 前記スイッチング素子が半導体素子から成ることを特徴
   とする直流電圧変換電源装置。
5. 【請求項５】 請求項１，２または３において、 前記直流電圧源と前記スイッチング素子との間にコイル
   または抵抗器などの素子を挿入し、前記スイッチング素
   子のオン時の突入電流を低減して保護する機能を備えた
   ことを特徴とする直流電圧変換電源装置。
6. 【請求項６】 請求項１，２または３において、 前記信号発生器の電源電圧を前記第１，第２の出力端子
   間に得られる前記出力電圧とすることを特徴とする直流
   電圧変換電源装置。
7. 【請求項７】 請求項１，２または３において、 前記信号発生器が正弦波信号発生器であることを特徴と
   する直流電圧変換電源装置。
8. 【請求項８】 請求項１，２または３において、 前記信号発生器が三角波信号発生器であることを特徴と
   する直流電圧変換電源装置。
9. 【請求項９】 請求項１，２または３において、 前記信号発生器が鋸波信号発生器であることを特徴とす
   る直流電圧変換電源装置。
10. 【請求項１０】 請求項２または３において、 前記信号発生器が矩形波信号発生器であることを特徴と
    する直流電圧変換電源装置。
11. 【請求項１１】 請求項１，２または３において、 前記信号発生器を停止させる制御手段を設け、 前記第１，第２の出力端子間に得られる出力電圧を前記
    直流電圧源の電圧に等しくすることができるように構成
    したことを特徴とする直流電圧変換電源装置。
12. 【請求項１２】 請求項１，２または３において、 前記信号発生器の出力信号の振幅を変化させる制御手段
    を設け、 前記第１，第２の出力端子間に得られる出力電圧を変化
    可能に構成したことを特徴とする直流電圧変換電源装
    置。
13. 【請求項１３】 請求項１１または１２に記載の直流電
    圧変換電源装置の前記第１，第２の出力端子間に得られ
    る出力電圧を増幅器の電源電圧とし、 前記制御手段は、該増幅器の入力信号または出力信号の
    レベルに応じて前記信号発生器の出力信号の振幅を変化
    させることを特徴とする信号増幅器。
14. 【請求項１４】 請求項１，２または３に記載の直流電
    圧変換電源装置の前記第１，第２の出力端子間に得られ
    る出力電圧を増幅器の電源電圧とし、 前記信号発生器は、該増幅器の入力信号または出力信号
    のレベルに応じた振幅の前記信号を発生することを特徴
    とする信号増幅器。
15. 【請求項１５】 請求項１３または１４において、 前記レベルは、前記増幅器の入力信号または出力信号の
    低域成分のレベルであることを特徴とする信号増幅器。
16. 【請求項１６】 請求項１３，１４または１５におい
    て、 前記レベルを保持する時定数回路を設けたことを特徴と
    する信号増幅器。
17. 【請求項１７】 請求項１３，１４，１５または１６に
    おいて、 前記増幅器の入力回路を、トランスや光結合装置などに
    より、フローティング構造としたことを特徴とする信号
    増幅器。