JPH08237028A - 発振回路 - Google Patents
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- JPH08237028A JPH08237028A JP7038907A JP3890795A JPH08237028A JP H08237028 A JPH08237028 A JP H08237028A JP 7038907 A JP7038907 A JP 7038907A JP 3890795 A JP3890795 A JP 3890795A JP H08237028 A JPH08237028 A JP H08237028A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
- H03B5/24—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator active element in amplifier being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0275—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means delivering several selected voltages or currents
- H03B2201/0283—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means delivering several selected voltages or currents the means functioning digitally
- H03B2201/0291—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means delivering several selected voltages or currents the means functioning digitally and being controlled by a processing device, e.g. a microprocessor
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】調整精度の高く且つ調整の容易な発振回路を提
供する。 【構成】時定数をもつフィルタ２０、２１と、発振条件
を充足するようにフィルタの出力を該フィルタの入力側
へ帰還する反転増幅器２２とから成る発振回路におい
て、前記フィルタが差動増幅器より成るｇｍ増幅器とコ
ンデンサＣ１、Ｃ２とで構成され、その差動増幅器の定
電流源はフリーラン発振周波数の調整回路４４に接続さ
れる。この調整回路４４はマイクロコンピュータ１と、
該マイクロコンプユータの出力データをデコードするデ
コーダ２と、該デコーダの出力によって駆動され且つそ
の出力に応じて電流値を変えるスイッチ回路２６とから
成っていて、前記スイッチの設定により決まる電流値に
応じた電流が前記定電流源に流れる。
供する。 【構成】時定数をもつフィルタ２０、２１と、発振条件
を充足するようにフィルタの出力を該フィルタの入力側
へ帰還する反転増幅器２２とから成る発振回路におい
て、前記フィルタが差動増幅器より成るｇｍ増幅器とコ
ンデンサＣ１、Ｃ２とで構成され、その差動増幅器の定
電流源はフリーラン発振周波数の調整回路４４に接続さ
れる。この調整回路４４はマイクロコンピュータ１と、
該マイクロコンプユータの出力データをデコードするデ
コーダ２と、該デコーダの出力によって駆動され且つそ
の出力に応じて電流値を変えるスイッチ回路２６とから
成っていて、前記スイッチの設定により決まる電流値に
応じた電流が前記定電流源に流れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はコンパクトディスクプレ
ーヤや携帯電話機等において使用される発振回路に関す
るものである。
ーヤや携帯電話機等において使用される発振回路に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】このような発振回路は一般に水晶振動子
が用いられるが、携帯電話機等の如き小型の機器の内部
は部品で超過密となっているので、スペースメリットを
生じる発振回路が望まれる。また、水晶振動子はコスト
が高くつくという問題もある。一方、水晶振動子を用い
ない発振回路も提案されている。このような発振回路と
してトランジスタの動抵抗とコンデンサとよりなるＣＲ
発振回路を挙げることができる。
が用いられるが、携帯電話機等の如き小型の機器の内部
は部品で超過密となっているので、スペースメリットを
生じる発振回路が望まれる。また、水晶振動子はコスト
が高くつくという問題もある。一方、水晶振動子を用い
ない発振回路も提案されている。このような発振回路と
してトランジスタの動抵抗とコンデンサとよりなるＣＲ
発振回路を挙げることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＣＲ発振回
路はＩＣで構成されるが、ＩＣの作り込みによりバラツ
キが生じるので、その初期周波数（フリーラン発振周波
数）を調整しておく必要がある。そこで、発振回路を構
成する差動増幅器の定電流を調整設定する調整回路とし
て出力電極が導体を介して結合された複数のトランジス
タを設け、その導体をレーザトリミングして調整回路の
出力電流値を設定する方法が提案されている。しかし、
この方法は調整作業が大変であるとともに、調整の精度
が出にくく、従って１５.３６ＭＨｚを初期周波数とす
る携帯電話機で１６％のバラツキを１ＰＰＭの精度で調
整することは不可能である。
路はＩＣで構成されるが、ＩＣの作り込みによりバラツ
キが生じるので、その初期周波数（フリーラン発振周波
数）を調整しておく必要がある。そこで、発振回路を構
成する差動増幅器の定電流を調整設定する調整回路とし
て出力電極が導体を介して結合された複数のトランジス
タを設け、その導体をレーザトリミングして調整回路の
出力電流値を設定する方法が提案されている。しかし、
この方法は調整作業が大変であるとともに、調整の精度
が出にくく、従って１５.３６ＭＨｚを初期周波数とす
る携帯電話機で１６％のバラツキを１ＰＰＭの精度で調
整することは不可能である。
【０００４】本発明はこのような点に鑑みなされたもの
であって、調整精度の高く且つ調整の容易な発振回路を
提供することを目的とする。
であって、調整精度の高く且つ調整の容易な発振回路を
提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明では、時定数をもつフィルタと、発振条件を充
足するように前記フィルタの出力を該フィルタの入力側
へ帰還する手段とから成る発振回路において、前記フィ
ルタが差動増幅器より成るｇｍ増幅器とコンデンサとで
構成され、その差動増幅器の定電流源はフリーラン発振
周波数の調整回路に接続される。この調整回路はマイク
ロコンピュータと、該マイクロコンプユータの出力デー
タをデコードするデコーダと、該デコーダの出力によっ
て駆動され且つその出力に応じて電流値を変えるスイッ
チ回路とから成っていて、前記スイッチの設定により決
まる電流値に応じた電流が前記定電流源に流れる。
め本発明では、時定数をもつフィルタと、発振条件を充
足するように前記フィルタの出力を該フィルタの入力側
へ帰還する手段とから成る発振回路において、前記フィ
ルタが差動増幅器より成るｇｍ増幅器とコンデンサとで
構成され、その差動増幅器の定電流源はフリーラン発振
周波数の調整回路に接続される。この調整回路はマイク
ロコンピュータと、該マイクロコンプユータの出力デー
タをデコードするデコーダと、該デコーダの出力によっ
て駆動され且つその出力に応じて電流値を変えるスイッ
チ回路とから成っていて、前記スイッチの設定により決
まる電流値に応じた電流が前記定電流源に流れる。
【０００６】
【作用】このような構成によると、マイクロコンピュー
タに発振回路の周波数を入力することにより発振周波数
のずれを算出できる。そのずれに対応する調整データが
マイクロコンピュータより出力される。このデータはデ
コーダによってデコードされ、そのデコード出力によっ
てスイッチ回路が駆動され、調整データに応じた切換状
態を現出する。スイッチ回路の出力電流は差動増幅器の
定電流に反映される。差動増幅器の導通抵抗は発振周波
数に関与するので、本回路により周波数の調整がなされ
ることになる。このとき、調整精度は調整データのビッ
ト数に依存する。調整設定が終了したとき、そのデータ
は例えばマイクロコンピュータ内又はマイクロコンピュ
ータと同一のＩＣチップ内に形成された不揮発性メモリ
に保存される。
タに発振回路の周波数を入力することにより発振周波数
のずれを算出できる。そのずれに対応する調整データが
マイクロコンピュータより出力される。このデータはデ
コーダによってデコードされ、そのデコード出力によっ
てスイッチ回路が駆動され、調整データに応じた切換状
態を現出する。スイッチ回路の出力電流は差動増幅器の
定電流に反映される。差動増幅器の導通抵抗は発振周波
数に関与するので、本回路により周波数の調整がなされ
ることになる。このとき、調整精度は調整データのビッ
ト数に依存する。調整設定が終了したとき、そのデータ
は例えばマイクロコンピュータ内又はマイクロコンピュ
ータと同一のＩＣチップ内に形成された不揮発性メモリ
に保存される。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図３は電圧制御発振回路（ＶＣＯ）全体のブロッ
ク図であり、２０、２１はフィルタ（充放電回路）、ｇ
ｍは可変ｇｍ増幅器、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、２２は
反転増幅器、２３は制御電圧入力端子、２４は電圧／電
流変換回路、４４はマイクロコンピュータ１と、デコー
ダ２と、スイッチ回路２６とから成る調整回路、２５は
電圧／電流変換回路２４と調整回路４４の出力電流を加
算する加算器である。（Ａ）（Ｂ）は互いに９０°の位
相差をもった発振信号出力である。
する。図３は電圧制御発振回路（ＶＣＯ）全体のブロッ
ク図であり、２０、２１はフィルタ（充放電回路）、ｇ
ｍは可変ｇｍ増幅器、Ｃ１、Ｃ２はコンデンサ、２２は
反転増幅器、２３は制御電圧入力端子、２４は電圧／電
流変換回路、４４はマイクロコンピュータ１と、デコー
ダ２と、スイッチ回路２６とから成る調整回路、２５は
電圧／電流変換回路２４と調整回路４４の出力電流を加
算する加算器である。（Ａ）（Ｂ）は互いに９０°の位
相差をもった発振信号出力である。
【０００８】図２は発振回路３の構成を詳細に示してい
る。この発振回路３は図３にも示したようにフィルタ２
０、２１以外にフィルタ２１の出力をフィルタ２０の入
力側へ１８０°反転して与える増幅度１の反転増幅器２
２を有している。フィルタ２０は図示の如く接続された
一対のｇｍ増幅器ｇｍ１、ｇｍ２とコンデンサＣ１とで
ローパスフィルタとして構成されており、フィルタ２１
も同じく一対のｇｍ増幅器ｇｍ３、ｇｍ４とコンデンサ
Ｃ２とでローパスフィルタとして構成されている。
る。この発振回路３は図３にも示したようにフィルタ２
０、２１以外にフィルタ２１の出力をフィルタ２０の入
力側へ１８０°反転して与える増幅度１の反転増幅器２
２を有している。フィルタ２０は図示の如く接続された
一対のｇｍ増幅器ｇｍ１、ｇｍ２とコンデンサＣ１とで
ローパスフィルタとして構成されており、フィルタ２１
も同じく一対のｇｍ増幅器ｇｍ３、ｇｍ４とコンデンサ
Ｃ２とでローパスフィルタとして構成されている。
【０００９】前記ｇｍ増幅器ｇｍ１〜ｇｍ４はいずれも
差動増幅器で構成されている。出力端子２９の出力
（Ｂ）が反転増幅器２２で反転されて、出力（Ｂ）の位
相に対し１８０°の位相差でｇｍ増幅器ｇｍ１のトラン
ジスタＱ７のベースに入力される。このｇｍ増幅器ｇｍ
１の出力は次段のｇｍ増幅器ｇｍ２のトランジスタＱ１
５の出力からエミッタフォロアＱ１６のエミッタに導出
されるが、このエミッタでの位相はトランジスタＱ７の
ベースでの位相に対し９０°進んだものとなっている。
差動増幅器で構成されている。出力端子２９の出力
（Ｂ）が反転増幅器２２で反転されて、出力（Ｂ）の位
相に対し１８０°の位相差でｇｍ増幅器ｇｍ１のトラン
ジスタＱ７のベースに入力される。このｇｍ増幅器ｇｍ
１の出力は次段のｇｍ増幅器ｇｍ２のトランジスタＱ１
５の出力からエミッタフォロアＱ１６のエミッタに導出
されるが、このエミッタでの位相はトランジスタＱ７の
ベースでの位相に対し９０°進んだものとなっている。
【００１０】ｇｍ増幅器ｇｍ２の出力信号（Ａ）はｇｍ
増幅器ｇｍ３及びｇｍ４を経た後、エミッタフォロアＱ
２７のエミッタ側へ導出されるが、このエミッタでの位
相は更にトランジスタＱ１６のエミッタの位相よりも９
０°進んでいる。即ち、ｇｍ増幅器は１対で入力を９０
°移相して出力する。従って、２対のｇｍ増幅器によっ
て１８０°の移相を行なうが、その出力を更に反転増幅
器２２で１８０°反転してｇｍ増幅器ｇｍ１へ帰還する
ことにより発振が実現される。端子２９、３０は発振出
力を取り出すようになっている。
増幅器ｇｍ３及びｇｍ４を経た後、エミッタフォロアＱ
２７のエミッタ側へ導出されるが、このエミッタでの位
相は更にトランジスタＱ１６のエミッタの位相よりも９
０°進んでいる。即ち、ｇｍ増幅器は１対で入力を９０
°移相して出力する。従って、２対のｇｍ増幅器によっ
て１８０°の移相を行なうが、その出力を更に反転増幅
器２２で１８０°反転してｇｍ増幅器ｇｍ１へ帰還する
ことにより発振が実現される。端子２９、３０は発振出
力を取り出すようになっている。
【００１１】コンデンサＣ１とＣ２の容量値は互いに等
しくＣ１＝Ｃ２＝Ｃとし、トランジスタＱ７、Ｑ８及び
Ｑ１８、Ｑ１９のエミッタ抵抗ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ
３、ＲＥ４はいずれも等しく、ＲＥ１＝ＲＥ２＝ＲＥ３
＝ＲＥ４＝ＲＥとし、ｇｍ１、ｇｍ３に流れる電流をｉ
O、ｇｍ２、ｇｍ４に流れる電流をｉ１とすると、正弦
波発振回路７のフリーラン発振周波数ｆoは、 ｆo＝（１／２π）・｛１／（ＲＥ×Ｃ）｝・（ｉ１／ｉO）・・・（１） と表わされる。ここで、コンデンサの容量Ｃはコンデン
サＣ１、Ｃ２をチッ化膜等で形成することにより温度の
影響を受けないようにすることができる。一方、ＲＥは
温度特性をもつ。そこで、ｉ１／ｉOの温度特性を適当
に選んでやれば、発振周波数ｆoは温度特性をもたない
ことになる。
しくＣ１＝Ｃ２＝Ｃとし、トランジスタＱ７、Ｑ８及び
Ｑ１８、Ｑ１９のエミッタ抵抗ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ
３、ＲＥ４はいずれも等しく、ＲＥ１＝ＲＥ２＝ＲＥ３
＝ＲＥ４＝ＲＥとし、ｇｍ１、ｇｍ３に流れる電流をｉ
O、ｇｍ２、ｇｍ４に流れる電流をｉ１とすると、正弦
波発振回路７のフリーラン発振周波数ｆoは、 ｆo＝（１／２π）・｛１／（ＲＥ×Ｃ）｝・（ｉ１／ｉO）・・・（１） と表わされる。ここで、コンデンサの容量Ｃはコンデン
サＣ１、Ｃ２をチッ化膜等で形成することにより温度の
影響を受けないようにすることができる。一方、ＲＥは
温度特性をもつ。そこで、ｉ１／ｉOの温度特性を適当
に選んでやれば、発振周波数ｆoは温度特性をもたない
ことになる。
【００１２】温度特性補償回路４８はこの目的で設けら
れたものであって、その出力によってｇｍ増幅器ｇｍ
２、ｇｍ４の定電流用トランジスタＱ１１、Ｑ２２を制
御することによってｉ１を制御している。
れたものであって、その出力によってｇｍ増幅器ｇｍ
２、ｇｍ４の定電流用トランジスタＱ１１、Ｑ２２を制
御することによってｉ１を制御している。
【００１３】上記（１）式において、ＲＥ、Ｃ及びｉ１
／ｉOは回路を構成する各素子のバラツキによってバラ
ツクので、発振周波数ｆoも製品ごとに異なった値とな
る。もちろん、ｆoは図３に示される端子２３から入力
される制御電圧によって所定の周波数で発振するように
制御されるが、発振回路３自体のバラツキが大きい場合
には、制御範囲を超えてしまい、所定の周波数で発振が
できない状態となる。
／ｉOは回路を構成する各素子のバラツキによってバラ
ツクので、発振周波数ｆoも製品ごとに異なった値とな
る。もちろん、ｆoは図３に示される端子２３から入力
される制御電圧によって所定の周波数で発振するように
制御されるが、発振回路３自体のバラツキが大きい場合
には、制御範囲を超えてしまい、所定の周波数で発振が
できない状態となる。
【００１４】そこで、本実施例において、バラツキをｇ
ｍ増幅器ｇｍ１、ｇｍ３の定電流ｉO（フリーラン発振
時の定電流）調整によって抑えるようにするのが、調整
回路４４である。図１はこの調整回路４４について示し
ている。
ｍ増幅器ｇｍ１、ｇｍ３の定電流ｉO（フリーラン発振
時の定電流）調整によって抑えるようにするのが、調整
回路４４である。図１はこの調整回路４４について示し
ている。
【００１５】図１において、発振回路３の発振出力ｆO
はカウンタ４に供給され、ここでその周波数が検出され
る。この検出信号はディジタルの形でマイクロコンピュ
ータ１へ入力される。そして、比較器１ａで基準周波数
（発振器の初期周波数に相当）と比較され、その比較結
果がディジタル値Ｄｄとして出力される。Ｄｄはデコー
ダ回路２でデコードされ、次段のスイッチ回路２６を駆
動する。換言すればデコード出力はスイッチ回路２６で
アナログ電流ＩOに変換される。この電流ＩOは図２に示
す発振回路３の（ａ）点に供給され、トランジスタＱ
６、Ｑ１７を流れる電流ｉOを可変して発振周波数を初
期周波数に近づける。
はカウンタ４に供給され、ここでその周波数が検出され
る。この検出信号はディジタルの形でマイクロコンピュ
ータ１へ入力される。そして、比較器１ａで基準周波数
（発振器の初期周波数に相当）と比較され、その比較結
果がディジタル値Ｄｄとして出力される。Ｄｄはデコー
ダ回路２でデコードされ、次段のスイッチ回路２６を駆
動する。換言すればデコード出力はスイッチ回路２６で
アナログ電流ＩOに変換される。この電流ＩOは図２に示
す発振回路３の（ａ）点に供給され、トランジスタＱ
６、Ｑ１７を流れる電流ｉOを可変して発振周波数を初
期周波数に近づける。
【００１６】前記スイッチ回路２６は図４に示すような
回路構成となっている。ここで、１０は定電流源であ
り、その出力電流ＩはトランジスタＱ２９のベースとコ
レクタに与えられるとともに、トランジスタＱ３０、Ｑ
３１、・・・、Ｑ４９、Ｑ５０のベースにも与えられ
る。トランジスタＱ２９と、トランジスタＱ３０〜Ｑ５
０はカレントミラー回路１１を構成している。
回路構成となっている。ここで、１０は定電流源であ
り、その出力電流ＩはトランジスタＱ２９のベースとコ
レクタに与えられるとともに、トランジスタＱ３０、Ｑ
３１、・・・、Ｑ４９、Ｑ５０のベースにも与えられ
る。トランジスタＱ２９と、トランジスタＱ３０〜Ｑ５
０はカレントミラー回路１１を構成している。
【００１７】トランジスタＱ３０、Ｑ３１、・・・、Ｑ
４９、Ｑ５０のエミッタは抵抗を介してグランド電位点
に接続されているが、コレクタはそれぞれスイッチＳ
０、Ｓ１、・・・、Ｓ１９、Ｓ２０を介して第２のカレ
ントミラー回路１２の入力端に接続されている。この第
２のカレントミラー回路１２はＰＮＰ型のトランジスタ
Ｑ５１、Ｑ５２で構成されており、その出力側のトラン
ジスタＱ５２のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ５
３のコレクタ及びベースに接続されている。
４９、Ｑ５０のエミッタは抵抗を介してグランド電位点
に接続されているが、コレクタはそれぞれスイッチＳ
０、Ｓ１、・・・、Ｓ１９、Ｓ２０を介して第２のカレ
ントミラー回路１２の入力端に接続されている。この第
２のカレントミラー回路１２はＰＮＰ型のトランジスタ
Ｑ５１、Ｑ５２で構成されており、その出力側のトラン
ジスタＱ５２のコレクタはＮＰＮ型のトランジスタＱ５
３のコレクタ及びベースに接続されている。
【００１８】トランジスタＱ５３のベースは図２の発振
回路３の（ａ）点に接続されている。従って、前記トラ
ンジスタＱ５３と発振回路３のトランジスタＱ６、Ｑ１
７は第３のカレントミラー回路１３を構成することにな
る。スイッチＳ０、Ｓ１、・・・、Ｓ１９、Ｓ２０はマ
イクロコンピュータ１から出力される信号Ｄｄによって
制御される。この信号Ｄｄは２１ビットであり、各ビッ
トがそれぞれスイッチＳ０、Ｓ１、・・・、Ｓ１９、Ｓ
２０のＯＮ／ＯＦＦ制御信号となる。例えば、第１ビッ
トが１であれば、その第１ビットに対応するスイッチＳ
０がＯＮし、０であればＯＦＦとなる。
回路３の（ａ）点に接続されている。従って、前記トラ
ンジスタＱ５３と発振回路３のトランジスタＱ６、Ｑ１
７は第３のカレントミラー回路１３を構成することにな
る。スイッチＳ０、Ｓ１、・・・、Ｓ１９、Ｓ２０はマ
イクロコンピュータ１から出力される信号Ｄｄによって
制御される。この信号Ｄｄは２１ビットであり、各ビッ
トがそれぞれスイッチＳ０、Ｓ１、・・・、Ｓ１９、Ｓ
２０のＯＮ／ＯＦＦ制御信号となる。例えば、第１ビッ
トが１であれば、その第１ビットに対応するスイッチＳ
０がＯＮし、０であればＯＦＦとなる。
【００１９】発振回路３を携帯電話機に用いる場合、所
望周波数ｆOは１５.３６ＭＨｚであるが、このｆOがＩ
Ｃ化において１６％のバラツキが生じるとすると、これ
を調整するのに、１ＰＰＭ（ミリオン分の１）以下の精
度で調整するには、前記Ｄｄとして２１ビットが必要に
なり、スイッチとしても２１個必要となる。即ち、１６
％のバラツキの精度で調整するには、２１ビットの精度
で発振回路３の定電流を制御すればよい。携帯電話の場
合、端子２３にチャンネル選択用の制御電圧が与えられ
る。
望周波数ｆOは１５.３６ＭＨｚであるが、このｆOがＩ
Ｃ化において１６％のバラツキが生じるとすると、これ
を調整するのに、１ＰＰＭ（ミリオン分の１）以下の精
度で調整するには、前記Ｄｄとして２１ビットが必要に
なり、スイッチとしても２１個必要となる。即ち、１６
％のバラツキの精度で調整するには、２１ビットの精度
で発振回路３の定電流を制御すればよい。携帯電話の場
合、端子２３にチャンネル選択用の制御電圧が与えられ
る。
【００２０】この図１の回路は、それが適用される回路
のＩＣチップ内に作り込まれる。そのＩＣの製造時に上
述の調整を行なう。調整手段は不揮発性メモリに、その
データを格納しておけば、そのＩＣの電源をＯＮしたと
き、マイクロコンピュータからデータが出力され、デコ
ード回路を介してスイッチ回路が設定される。その場
合、カウンタ４は動作しない。
のＩＣチップ内に作り込まれる。そのＩＣの製造時に上
述の調整を行なう。調整手段は不揮発性メモリに、その
データを格納しておけば、そのＩＣの電源をＯＮしたと
き、マイクロコンピュータからデータが出力され、デコ
ード回路を介してスイッチ回路が設定される。その場
合、カウンタ４は動作しない。
【００２１】上記実施例では、発振回路をＩＣで構成し
たときのバラツキ調整に関して図１の回路を用いたが、
この回路は例えば図２の温度補償回路４８として応用す
ることもできる。例えば、予めマイクロコンピュータ１
に付随のデータテーブルに各温度に対応する補正値を記
憶しておき、温度検出センサ（図示せず）の出力をマイ
クロコンピュータ１に入力して所定の補正値を取り出し
て使用するようにすればよい。
たときのバラツキ調整に関して図１の回路を用いたが、
この回路は例えば図２の温度補償回路４８として応用す
ることもできる。例えば、予めマイクロコンピュータ１
に付随のデータテーブルに各温度に対応する補正値を記
憶しておき、温度検出センサ（図示せず）の出力をマイ
クロコンピュータ１に入力して所定の補正値を取り出し
て使用するようにすればよい。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、発
振周波数の調整が容易で、且つ精度よく行なうことがで
きる。
振周波数の調整が容易で、且つ精度よく行なうことがで
きる。
【図１】本発明を実施した発振回路の周波数調整回路部
分を示すブロック図。
分を示すブロック図。
【図２】その発振回路部分を示す回路構成図。
【図３】本発明を実施した電圧制御型発振回路の全体を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図４】その周波数調整回路におけるスイッチ回路部分
を示す回路図。
を示す回路図。
１ マイクロコンピュータ ２ デコーダ ３ 発振回路 ２０、２１ フィルタ Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ ２６ スイッチ回路
Claims (4)
- 【請求項１】時定数をもつフィルタと、発振条件を充足
するように前記フィルタの出力を該フィルタの入力側へ
帰還する手段とから成る発振回路であって、 前記フィルタは差動増幅器より成るｇｍ増幅器とコンデ
ンサとで構成されており、前記差動増幅器の定電流源は
フリーラン発振周波数の調整回路に接続され、該調整回
路はマイクロコンピュータと、該マイクロコンプユータ
の出力データをデコードするデコーダと、該デコーダの
出力によって駆動され且つその出力に応じて電流値を変
えるスイッチ回路とから成っており、 前記スイッチ回路の設定により決まる電流値に応じた電
流が前記定電流源に流れるようにしたことを特徴とする
発振回路。 - 【請求項２】前記マイクロコンピュータはフリーラン発
振周波数の調整時に得られたデータを電源ＯＮ時に出力
することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。 - 【請求項３】前記データは発振回路におけるフリーラン
発振周波数のバラツキを１ＰＰＭ以下の精度で調整する
ビット数から成っていることを特徴とする請求項１又は
請求項２に記載の発振回路。 - 【請求項４】前記発振回路は携帯電話機のチャンネル選
択用の電圧制御型の発振回路であり、チャンネル選択用
の制御電圧を電流に変換する電圧／電流変換回路を備え
ていることを特徴とする請求項３に記載の発振回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7038907A JPH08237028A (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 発振回路 |
| KR1019960000796A KR960032879A (ko) | 1995-02-28 | 1996-01-17 | 발진회로 |
| US08/603,869 US5712601A (en) | 1995-02-28 | 1996-02-22 | Oscillation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7038907A JPH08237028A (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237028A true JPH08237028A (ja) | 1996-09-13 |
Family
ID=12538276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7038907A Pending JPH08237028A (ja) | 1995-02-28 | 1995-02-28 | 発振回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5712601A (ja) |
| JP (1) | JPH08237028A (ja) |
| KR (1) | KR960032879A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6344778B1 (en) | 1999-06-18 | 2002-02-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage-controlled oscillator, phase synchronization circuit and signal processing circuit |
Families Citing this family (3)
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|---|---|---|---|---|
| US5850163A (en) * | 1997-03-31 | 1998-12-15 | Sun Microsystems, Inc. | Active inductor oscillator with wide frequency range |
| JP4083894B2 (ja) * | 1998-10-23 | 2008-04-30 | 株式会社ルネサステクノロジ | 位相同期ループ回路および電圧制御型発振器 |
| US8373482B2 (en) * | 2011-01-13 | 2013-02-12 | Texas Instruments Incorporated | Temperature sensor programmable ring oscillator, processor, and pulse width modulator |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5206609A (en) * | 1992-05-15 | 1993-04-27 | Motorola, Inc. | Current controlled oscillator with linear output frequency |
| US5384553A (en) * | 1993-05-10 | 1995-01-24 | Rohm Co., Ltd. | Voltage control oscillation circuit |
| US5406631A (en) * | 1992-08-05 | 1995-04-11 | Rohm Co., Ltd. | Stereo signal demodulator circuit and stereo signal demodulator using the same |
| US5450039A (en) * | 1993-09-23 | 1995-09-12 | Rohm Co., Ltd. | Integrated circuit having self-contained voltage control oscillation circuit |
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-
1995
- 1995-02-28 JP JP7038907A patent/JPH08237028A/ja active Pending
-
1996
- 1996-01-17 KR KR1019960000796A patent/KR960032879A/ko not_active Ceased
- 1996-02-22 US US08/603,869 patent/US5712601A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6344778B1 (en) | 1999-06-18 | 2002-02-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage-controlled oscillator, phase synchronization circuit and signal processing circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5712601A (en) | 1998-01-27 |
| KR960032879A (ko) | 1996-09-17 |
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