JPH08237200A - 低バイアス・ヘテロダイン光ファイバ通信リンク - Google Patents

低バイアス・ヘテロダイン光ファイバ通信リンク

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JPH08237200A
JPH08237200A JP7331971A JP33197195A JPH08237200A JP H08237200 A JPH08237200 A JP H08237200A JP 7331971 A JP7331971 A JP 7331971A JP 33197195 A JP33197195 A JP 33197195A JP H08237200 A JPH08237200 A JP H08237200A
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 アナログ信号の伝送に適する総括線形転送及
び高ダイナミックレンジを有する光通信リンクを提供す
る。 【解決手段】 雑音を低減すべく低バイアス点にバイア
スされた光輝度変調器３２と、伝送された変調信号を復
元する光ヘテロダイン検出器３４とを含む。ヘテロダイ
ンは第２高調波ひずみコンポーネントなしで、うなり周
波数信号及び変調信号と同じ情報を包含する側波帯を生
成する。低バイアス点の使用は、雑音を低減しかつダイ
ナミックレンジを増大するが、変調器出力が変調信号の
二乗の関数であるので第２高調波ひずみを犠牲にしての
み行われる。第２高調波はフィルタされうるが、変調信
号の帯域幅はオクターブよりも少なく限定される。ヘテ
ロダインは、変調器伝送特性の平方根で変化する側波帯
を生成する。従って、総括転送は、実質的に線形であ
り、第２高調波ひずみが消去され、かつ変調信号は、多
重オクターブ帯域幅にわたり拡張されうる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に変調光ビームに
担持された信号の伝送に関し、特に光信号伝送システム
の性能特性を改良する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】種々の形式のデータ信号の伝送に対する
光周波数搬送波の使用の恩恵を受ける多くのアプリケー
ションが存在する。光通信信号は、電磁妨害を免れてか
つ非常に広い帯域幅を供給する。更に、光学信号は、軽
量ファイバを通って都合よく伝送されうる。光ファイバ
通信リンクは、デジタル・データの伝送に対して既に広
く用いられており、かつアナログ信号伝送に対するその
ようなシステムの性能が重要な制限を有することを除い
て、アナログ信号伝送に対して実質的な価値もある。通
信リンクの性能の重要な基準は、伝送されかつリンクに
固有な雑音レベルの上でされに検出されうる最小信号に
対する高調波ひずみがなく伝送されうる最大信号の割合
いとして画定されうる、そのダイナミックレンジであ
る。ダイナミックレンジは、デシベル（ｄＢ）におい
て、信号パワーの割合いとして通常表される。信号ひず
みの主な発生源は、それにより伝送されるべきアナログ
信号が光搬送波信号上への変調として符号化される処理
である。光ビームの輝度変調は、マッハ−ツェンダー変
調器により一般に実行される。変調光信号は、光ファイ
バにわたって伝送される。受信機では、光検出器により
通常、光信号が復調される。マッハ−ツェンダー変調器
デバイスの転送(transfer)特性は、そのレンジの大部分
にわたり非線形である。より特定的には、転送特性は、
印加電圧と共に正弦曲線的に変化する。マッハ−ツェン
ダー変調器を用いる変調の従来のアプローチは、転送特
性曲線の近線形領域にデバイスを電気的にバイアスする
ことであった。このバイアス点は、直交バイアス点(qua
drature bias point) と通常呼ばれている。このバイア
ス点の使用は、通信リンクの出力から第２高調波及び他
の全ての高次な高調波がほとんど消去されるという利点
を有する。他の形式のひずみ、特に異なる周波数の二つ
変調信号の相互作用によってもたらされたツートーン相
互変調トーンは残るが、しかしこれらは、第２高調波コ
ンポーネントよりもパワーが低いであろう、第２高調波
ひずみが存在したならば伝送されうるであろう最大パワ
ーと比較して、より大きな最大パワー信号がひずみなし
で伝送されうる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】光通信リンクのダイナ
ミックレンジを増大するための従来のアプローチは、ひ
ずみなしで伝送されうる最大パワーを増大する方法を見
出すことであった。マッハ−ツェンダー変調器の直交バ
イアス点を用いることは、このアプローチに矛盾しな
い。ダイナミックレンジの更なる改良は、広い動作範囲
にわたり線形転送特性を有する光輝度変調器を開発する
ことによってのみ得られうるということが広く信じられ
ているが、しかしそのような完全に線形な変調器は、い
まだに開発されていない。光通信リンクのダイナミック
レンジは、リンク及びその関連コンポーネントに固有な
雑音レベルを低減することによっても増大されうる。こ
れを行う一つの方法は、低バイアス点と呼ばれる、その
転送特性の異なる点でマッハ−ツェンダー変調器をバイ
アスすることである。このバイアス点で動作することに
より、システムの有効雑音最低限度(effective noise f
loor) は、ツートーン相互変調コンポーネントのパワー
を増大することなく低減される。しかしながら、第２高
調波トーンが出力において発生される。第２高調波は、
容易にフィルタされて、オリジナル変調周波数及びツー
トーン相互変調コンポーネントを残す。総括的結果は、
増大したダイナミックレンジであるが、しかし帯域幅を
犠牲にしている。変調信号が１オクターブを越えるなら
ば、変調周波数のあるものは、第２高調波を消去するた
めに必要なフィルタリング段階において失われる。従っ
て、システムは、変調信号のサブ・オクターブ・バンド
に限定される。
【０００４】外部的に変調された光ファイバ・リンクの
ダイナミックレンジを拡張するための別のアプローチ
は、二つのマッハ−ツェンダー変調器を縦続接続しかつ
第２次及び第３次ひずみの両方を消去すべく二つのデバ
イスのバイアスを調整することである。あらゆる改良
は、増大した光挿入損、増大した制御複雑性、及び減少
した帯域幅を犠牲にして得られる。更に別のアプローチ
は、マッハ−ツェンダー変調器に入力された光の偏波状
態を調整することである。これもバイアス制御を複雑に
して満足な解決策ではない。アナログ信号を伝送するた
めの光ファイバ通信リンクにおける更なる改良の必要が
まだ存在するということが、上述から分かるであろう。
特に、必要なものは、変調信号が多重オクターブ帯域幅
を越えるときでさえも増大したダイナミックレンジを供
給するための技術である。本発明の目的は、変調信号が
多重オクターブ帯域幅を越えるときでも増大したダイナ
ミックレンジを供給する技術を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の上記目的は、送
信機端及び受信機端を有しているレーザ伝送媒体と、伝
送媒体の伝送端に配置されたレーザ発生源と、レーザ発
生源からの光及び伝達すべき入力電気信号を受信すべく
結合されており、入力電気信号の二乗におおよそ比例し
て変化する伝送機能を有する光輝度変調器と、伝送媒体
の受信機端に配置されており、伝送端のレーザ発生源の
ものから選択固定量によりオフセットされる周波数を有
する第２のレーザ発生源と、伝送媒体の受信端に配置さ
れた光検出デバイスと、第２のレーザ発生源により放射
された光で伝送媒体から受信した光を光学的にヘテロダ
インしかつ両方のレーザ発生源からの光を光検出デバイ
ス上に指向する手段とを備え、ヘテロダインは、うなり
周波数の信号及び上部並びに下部側波帯の追加の信号の
生成を結果として生じ、入力電気信号に包含された情報
は、うなり周波数信号の上部及び下部側波帯にも包含さ
れ、かつそれらからも復元可能であり、第２高調波ひず
みコンポーネントは、変調器の総括転送機能及びヘテロ
ダイン手段が実質的に線形であるので上部及び下部側波
帯から欠落する光通信リンクによって達成される。
【０００６】本発明では、光輝度変調器は、マッハ−ツ
ェンダー型であり、通信リンクは、入力電気信号で変調
器に印加される電気的バイアス電圧の発生源を更に備
え、バイアス電圧は、低バイアス点に変調器をバイアス
すべく選択されて、入力電気信号がゼロ値を有するとき
に実質的に光のゼロ伝送を結果として生ずるように構成
してもよい。本発明では、伝送媒体は、光ファイバであ
ってもよい。本発明では、光検出デバイスから入力を受
信すべく接続された、二重側波帯電子復調器を更に備
え、うなり周波数信号は、復調器において基準トーンと
して用いられかつレーザ発生源の光周波数におけるあら
ゆるドリフタが復調器において自動的に補償されるよう
に構成してもよい。また、本発明の上記目的は、実質的
に線形総括転送特性を有している光ファイバ通信リンク
であって、送信機端及び受信機端を有している光ファイ
バ伝送媒体と、伝送媒体の送信機端に配置されたレーザ
発生源と、レーザ発生源から光を受信すべく結合されて
おり、入力制御信号の関数として光の輝度を変調し、か
つ変調された光を伝送媒体に出力する、マッハ−ツェン
ダー型の光輝度変調器と、光伝送が実質的にゼロに低減
される低バイアス点に変調器をバイアスすべく選択され
たバイアス電圧の発生源と、バイアス電圧を伝送される
べき電気的入力信号と組み合わせ、かつ電気入力信号の
おおよそ二乗で変化する伝送機能を有する変調器に組合
せ入力制御信号を供給する、信号入力回路と、伝送媒体
の受信機端に配置され、かつ伝送端のレーザ発生源のも
のから選択固定量によりオフセットされる周波数を有す
る第２のレーザ発生源と、伝送媒体の受信端に配置さ
れ、光信号を電気信号に戻すように変換する光検出デバ
イスと、伝送媒体から受信した光及び第２のレーザ発生
源により放射された光を光学的にヘテロダインしかつ両
方の発生源からの光を光検出デバイス上に指向する手段
とを備え、ヘテロダインは、二つのレーザ発生源の周波
数間の差であるうなり周波数の信号、及びうなり周波数
信号の上部並びに下部側波帯の追加の信号の生成を結果
として生じ、入力電気信号に包含された情報は、うなり
周波数信号の上部及び下部側波帯にも包含され、かつそ
れらからも復元可能であり、第２高調波ひずみコンポー
ネントは、光学的にヘテロダインする手段の転送機能が
変調器の転送機能の平方根に比例するので、上部及び下
部側波帯から欠落し、かつ変調器及びヘテロダイン手段
の総括転送機能が実質的に線形である光ファイバ通信リ
ンクによっても達成される。
【０００７】本発明では、光検出器から入力を受信すべ
く接続された、二重側波帯電子復調器を更に備え、うな
り周波数信号は、復調器において基準トーンとして用い
られかつレーザ発生源の光周波数におけるあらゆるドリ
フタが復調器において自動的に補償されるように構成し
てもよい。更に、本発明の上記目的は、光ファイバ通信
リンクの動作方法であって、光搬送波信号を送信機レー
ザ発生源から光輝度変調器に結合し、変調器に入力電気
信号を結合し、光搬送波信号の輝度を変調し、ここで変
調出力光信号は、おおよそ入力電気信号の二乗の関数で
あり、伝送媒体を介して変調光信号を伝送し、送信機レ
ーザ発生源のものから選択固定量によってオフセットさ
れる周波数を有している第２のレーザ発生源によって生
成された光信号で変調光信号をヘテロダインし、ここで
ヘテロダインの段階は、うなり周波数の信号を生成しか
つうなり周波数の上部及び下部側波帯の追加の信号を生
成することを本質的に含み、ヘテロダイン段階からの光
を光検出器上に指向し、光検出器において光信号を電気
信号に変換し、ヘテロダイン段階の結果として生成され
た少なくとも一つの側波帯から入力電気信号を復元する
段階を具備し、側波帯は、リンクの総括転送機能が実質
的に線形であるので第２高調波ひずみがない方法によっ
ても達成される。
【０００８】本発明では、変調する段階は、入力電気信
号がないときには実質的に光のゼロ伝送が存在する低バ
イアス点に変調器をバイアスすることを含むようにして
もよい。本発明では、変調器をバイアスすることは、選
択されたバイアス電圧生成し、バイアス電圧を入力電気
信号と組み合わせ、かつ変調器に合成信号を供給するこ
とを含むようにしてもよい。本発明では、入力電気信号
を復元する段階は、ヘテロダイン段階で生成された上部
及び下部側波帯信号を二重側波帯電子変調器に入力し、
うなり周波数信号を基準トーンとして二重側波帯変調器
に入力し、入力電気信号を復元すべく上部及び下部側波
帯信号の少なくとも一つを復調するようにしてもよい。
本発明では、復調する段階は、レーザ発生源の周波数に
おけるドリフトを自動的に補償することを含み、ここで
周波数におけるあらゆるドリフトは、側波帯信号及び基
準トーンとして用いられたうなり周波数に等しい影響を
有するようにしてもよい。
【０００９】
【作用】本発明は、線形総括転送特性を達成すべく、非
線形光輝度変調器と光ヘテロダイン検出器を組み合わせ
る光通信リンクにある。簡単、かつ一般的表現にて、本
発明の通信リンクは、送信機端及び受信機端を有してい
るレーザ伝送媒体と、伝送媒体の伝送端に配置されたレ
ーザ発生源と、レーザ発生源からの光及び伝送されるべ
き入力電気信号を受け取るべく結合された光輝度変調器
とを備えている。光輝度変調器は、入力電気信号の二乗
におおよそ比例して変化する伝送機能を有する。リンク
は、伝送媒体の受信機端に配置されかつ伝送端でのレー
ザ発生源のそれから選択固定量によってオフセットされ
る周波数を有している第２のレーザ発生源と、伝送媒体
の受信端に配置された光検出デバイスと、第２のレーザ
発生源によって放射された光で伝送媒体から受け取った
光を光学的にヘテロダインさせかつ両方のレーザ発生源
からの光を光検出デバイス上に指向する手段とを更に含
む。ヘテロダインさせることは、うなり周波数での信号
及び上部及び下部側波帯における追加の信号の発生を結
果として生ずる。入力電気信号に含まれた情報もその中
に包含され、かつうなり周波数信号の上部及び下部側波
帯から復元可能である。しかしながら、第２高調波ひず
みコンポーネントは、変調器及びヘテロダインさせる手
段の総括変換機能が実質的に線形なので、上部及び下部
側波帯から欠如している。通常のプラクティスとは反対
に、変調器がその特性曲線の非線形部分で動作すべくバ
イアスされ、かつ変調器の伝送特性が変調信号の二乗で
おおよそ変化する。ヘテロダイン検出がの変調器伝送特
性の平方根に比例して変化する出力を生成するので、リ
ンクの総括変換機能は、実質的に線形である。
【００１０】本発明の例示的実施例では、光輝度変調器
は、マッハ−ツェンダー形式のものである。リンクは、
入力電気信号を有する変調器に印加された電気的バイア
ス電圧の発生源を更に備え、バイアス電圧は、低バイア
ス点に変調器をバイアスすべく選択され、入力電気信号
がゼロ値を有するときに実質的にゼロの光の伝送を結果
として生ずる。別の開示された実施例では、本発明は、
ヘテロダインすることによって生成された側波帯信号か
らオリジナル電気入力信号を復元する、二重側波帯電子
復調器を更に含む。この技術の更なる利点は、二重側波
帯復調器において基準トーンとしてうなり周波数信号を
用いることによって得られる。いずれかのレーザ光発生
源の周波数におけるドリフトは、うなり周波数信号及び
側波帯信号も同様に影響を及ぼし、光周波数ドリフトが
復調器において自動的に補償される。本発明は、光ファ
イバ通信リンクの動作の方法としても画定されうる。方
法は、光搬送波信号を送信機レーザ発生源から光輝度変
調器にカップリングし、入力電気信号を変調器にカップ
リングし、光搬送波信号の輝度を変調し、ここで変調出
力光信号は、入力電気信号のおおよそ二乗の関数であ
り、伝送媒体を介して変調光信号を伝送し、送信機レー
ザ発生源のそれから選択固定量によってオフセットされ
る周波数を有している第２のレーザ発生源によって生成
された光信号で変調光信号をヘテロダインさせる段階を
具備する。ヘテロダインさせる段階は、うなり周波数で
信号を生成し、かつうなり周波数の上部及び下部側波帯
において追加信号を生成することを本質的に含む。方法
は、ヘテロダイン段階から光を光検出器上に指向し、光
検出器で光信号を電気信号に変換し、ヘテロダイン段階
の結果として生成された少なくとも一つの側波帯から入
力電気信号を復元する段階を更に含む。側波帯は、リン
クの総括変換機能が実質的に線形なので第２高調波ひず
みがない。
【００１１】方法の例示的実施例では、変調の段階は、
入力電気信号の欠如において実質的に光のゼロ伝送が存
在する低バイアス点に変調器をバイアスすることを含
む。変調器をバイアスすることは、選択バイアス電圧を
生成し、バイアス電圧を入力電気信号と組み合わせ、合
成信号を変調器に供給することを含む。本発明は、アナ
ログ情報信号の光伝送の分野における重要な進歩を示す
ということが注目されるであろう。特に、本発明は、リ
ンクにおける雑音が第２高調波ひずみを導入することな
く低減されるので通常利用可能なものよりも高いダイナ
ミックレンジを有する通信リンクを供給する。本発明の
他の態様及び利点は、添付した図面に関する、以下のよ
り詳細な説明から明らかになるであろう。
【００１２】
【実施例】説明の目的のために図に示されているよう
に、本発明は、光通信システムに関係し、特に、輝度変
調光源を用いている光ファイバ通信リンクに関係する。
図１は、参照番号１０によって示された、連続波（Ｃ
Ｗ）レーザ、その光伝送が印加電圧により変化する変調
器１２、それを通って変調光ビームが伝送される光ファ
イバ１４、及び光信号を電気形式に戻して変換する光検
出器１６を含んでいる、そのような通信リンクの基本素
子を示す。１８で示すような、高周波（ｒｆ）入力信号
は、バイアス回路２２で直流（ｄｃ）バイアス信号２０
と組み合わされかつ変調器１２に印加される。レーザ１
０は、別の光ファイバ（図示省略）のような適当な光学
素子を介して変調器に結合される。伝送されるべき信号
を表している電圧波形は、バイアス信号２０と一緒に変
調器１２に印加される。この時間と共に変化する電圧波
形は、変調器１２から光ファイバ１４に出力された光輝
度の対応する変化を結果として生ずる。所望の受信機位
置では、時間と共に変化する光輝度は、光検出器１６を
照射して、理想的な場合には、光変調器１２に印加され
た電圧波形の正確な再生である、時間と共に変化する電
流波形を結果として生ずる。一般に、出力電流は、静電
的に結合された出力回路２４により復元される。
【００１３】実際には、この一般型の光ファイバ・リン
クにわたり信号を伝送するための光ファイバ・リンクの
能力は、二つの点で限定される。第１に、雑音は、光検
出器１６の出力電流において一様に存在する。雑音フロ
ア（雑音最低限度）と呼ばれる、この雑音の振幅は、リ
ンクにわたり伝送されかつ光検出器１６によって雑音最
低限度以上で検出されうる、最小可能信号、Ｓmin を決
定する。第２に、かつ信号強度の反対の極端では、変調
器１２に印加される非常に大きな信号は、時間的に変化
する光輝度がもはや入力電圧波形の正確な再生でない
が、しかしオリジナル信号に存在しなかった周波数コン
ポーネントを包含するような、ひずみを結果として生ず
る。許容不可能な大きなレベルのひずみなしでリンクに
わたり伝送されうる最大信号は、Ｓmax で示される。通
信リンクの性能の重要な基準は、Ｓ max ／Ｓmin 比とし
て規定されうる、ダイナミックレンジである。ダイナミ
ックレンジを改良する技術は、二つの一般的なカテゴリ
ーに入る：ひずみなしで伝送されうる最大信号Ｓmax を
増大することか、或いは最小可検出可能信号Ｓmin を低
減することのいずれかである。図２及び図６は、それぞ
れ、これらのアプローチの各々を示す。
【００１４】図２の構造は、レーザ３０、マッハ−ツェ
ンダー光輝度変調器３２及び光検出器３４を含む。シス
テムを検査する目的のために、それから信号が加算回路
３８に伝送される、ｒｆ信号発生源３６によって入力信
号が供給される。可変変調器バイアス信号発生源４０も
加算回路３８に接続されかつ加算回路の出力は、マッハ
−ツェンダー変調器３２への電気的入力として接続され
る。変調器３２からの出力は、送信機から通常離れてい
る、受信機位置への伝送のために光ファイバ・ケーブル
４２に結合される。説明のために、入力信号は、周波数
ｆ1 及びｆ2 の二つの個別トーンを含んでいるように図
３に示されている。一般にレーザ・ビームを変調すべく
用いられる入力信号は、ビデオ、音声、または他の型の
情報信号のような、通信信号のより広いスペクトルを包
含しうるということが、勿論、理解されるであろう。検
査目的に対して、光検出器３４の出力は、光検出器によ
って受信された出力信号の分析のために、スペクトル分
析器４４に結合される。図５は、周波数ｆ1 及びｆ2 の
二つの信号の入力の結果として生ずる一般的な出力スペ
クトルを示す。図４は、入力電圧の範囲に対するマッハ
−ツェンダー変調器３２の転送特性を示す。特性は、形
状においておおよそ正弦曲線であるということが分か
る。より特定的には、印加電圧が増大すると、転送特性
は、ゼロから最大に増大して、次にゼロに再び戻るよう
に減少する。マッハ−ツェンダー変調器の動作における
重要な考慮は、適切なバイアス点の選択である。従来で
は、選択されたバイアス点は、図５に示したように、転
送特性曲線の上昇のおおよそ中間である。直交バイアス
点と呼ばれる、この点において、印加電圧における小さ
な変化は、転送特性における、おおよそ線形、即ち比
例、変化及び変調器の出力輝度における対応する比例変
化をもたらす。線形特性は、それが第２高調波、及びよ
り高次の高調波の、信号のひずみの生成を回避するので
望ましいものであると考えられる。図５に示すように、
残っているひずみの重要な型のものは、ツートーン相互
変調ひずみである。これは、周波数（２ｆ1 −ｆ2 ）及
び（２ｆ2 −ｆ1 ）のトーンの生成を結果として生ず
る。ひずみなし動作に対して、雑音最低限度以下にこれ
らのひずみコンポーネントを下げるために、入力振幅
は、かなり低減されなければならない。システムの雑音
最低限度は、レーザ３０自体に存在する輝度の変動によ
って一般に制限される。これらの変動は、雑音以上で検
出されるために実際の信号が克服しなけらばならない、
光検出器３４の出力における電流の変動をもたらす。
【００１５】図６のシステムでは、雑音最低限度は、そ
の伝送が図２で用いられた直交ポイントに対して減少さ
れる点にマッハ−ツェンダー変調器３２のバイアス点を
変えることによって減少される。バイアス点は、変調信
号が存在しないときに近ゼロ伝送を供給すべく選択され
るのが望ましい。これは、図８に示すように、低バイア
ス点と呼ばれる。この動作モードでは、雑音最低限度が
下がるので、光ファイバ・リンクは、通常の直交バイア
ス点で動作されるときよりも弱い信号を検出することが
可能である。更に、ツートーン相互変調ひずみコンポー
ネントは、直交バイアスの場合に対するものと同じなの
で、Ｓmax ／Ｓmin 比は、このアプローチによって増大
される。重要な欠点は、図９に示されるように、低バイ
アス点の使用が第２高調波ひずみコンポーネントの生成
を結果として生ずるということである。周波数２ｆ1 及
び２ｆ2 のこれらのコンポーネントは、出力信号からフ
ィルタされなければならない。従って、通信リンクは、
サブ・オクターブ帯域幅に事実上制限される。１オクタ
ーブの倍数にわたり信号を伝送することが必要または望
ましいアプリケーションは、かなりの第２高調波ひずみ
の損害を被ることなしにはこの技術を用いることができ
ない。
【００１６】輝度−変調光信号によるアナログ信号を伝
送するための通信リンクにおける改良の余地がまだ存在
するということは、上述した従来技術の詳細な分析から
理解されるであろう。本発明によれば、変調器３２に対
して低バイアス点を使用することの結果として生ずる、
低減された雑音最低限度の利点は、第２高調波ひずみの
不要な存在なしに得られる。図１０及び図１２に示すよ
うに、マッハ−ツェンダー変調器３２は、図６における
ように、低バイアス点にバイアスされるが、しかし第２
高調波ひずみは、更なるコンポーネント：その出力がヘ
テロダインと呼ばれるよく知られた処理において受信し
た光信号と組み合わされる、局所光発振器５０、の使用
によって回避される。局所発振器５０は、送信機レーザ
３０と同じ公称周波数のレーザであるが、しかし、１０
ＧＨｚ（ギガヘルツ）のような、選択量により、送信機
レーザのそれからオフセットされる実際の周波数を有す
べく、温度制御または他の手段によって調整される。ヘ
テロダインは、光結合器のような、あらゆる適切な混合
デバイスにおいて達成されうる。ヘテロダインが行われ
るために、二つの光源の偏波角は、近整合(near match)
に調整されなければならないであろう。組み合わされた
光信号は、図１３に示したもののような出力スペクトル
を生成する、光検出器３４に両方ともに入射する。簡略
化のために、単一周波数信号、ｆsig が変調器３４に入
力しているものとして示される。変調器３２の動作の低
バイアス・モードは、第２高調波コンポーネントの生成
を結果として生ずるので、光検出器３４の出力で検出さ
れる合成ベースバンド信号は、図１３においてスペクト
ルの下方端に示されるように、周波数ｆsig のオリジナ
ル信号及び周波数２ｆsig の第２高調波コンポーネント
を含む。しかし、ヘテロダイン処理は、送信機レーザ３
０と局所光発振器５０の間の周波数におけるオフセット
である、周波数ｆbeatのうなり周波数出力の生成を結果
と生ずる。
【００１７】原則として、完全にゼロ伝送にバイアスさ
れた変調器に対して、光検出器３４でのｆbeatトーンの
強度もゼロである。しかしながら、実際には、変調器３
２を介して光信号搬送波の非ゼロ伝送が常に存在し、ｆ
beatコンポーネントが非ゼロ振幅で存在する。このうな
り周波数は、現実の通信システムにおける光検出器３４
に必然的に従う、従来の通信受信機電子装置を用いて基
準周波数として利用されうる。うなり周波数トーンに加
えて、ヘテロダイン処理は、うなり周波数以上及び以下
の周波数に移行される上部及び下部側波帯コンポーネン
トを生成する。単一周波数入力の場合に対して、側波帯
は、図１３にも示すように、周波数（ｆbeat＋ｆsig ）
及び（ｆbeat−ｆsig ）の信号である。出力信号の検出
は、入力信号に包含される全ての情報がヘテロダインう
なり信号の側波帯から復元可能なので、ベースバンド周
波数レベルまたはヘテロダイン周波数レベルのいずれか
でなされうる。適切なフィルタを行うことによって、上
部または下部側波帯信号が変調信号の復元のために選択
されうる。復調は、べースバンド・レベルに信号を周波
数ダウン・コンバートすることによって完了される。こ
の方法による伝送信号を復元する利点は、ヘテロダイン
信号が第２高調波ひずみを包含しないということであ
る。従って、伝送信号の帯域幅は、１オクターブ以上を
越えうる。
【００１８】図１４は、ヘテロダイン・トーンからベー
スバンド信号を復元するために必要な電子装置を含むよ
り完全な通信システムの部分として用いられる低バイア
ス光ヘテロダイン・リンクを示す。光検出器３４に続い
て示されているのは、その機能がヘテロダイン信号をベ
ースバンド信号に変換することである通常の復調器の一
形式である、二重側波帯（ＤＳＢ）電子受信機／復調器
５２である。通常の電子ヘテロダイン復調器は、復元さ
れた信号の忠実度を確実にするために搬送波基準トーン
の存在を必要とする。光ファイバ・リンクの場合には、
この基準トーンは、局所発振器及び信号レーザ光周波数
（ｆbeat）の混合によって供給される。光ヘテロダイン
・システムのコンテキストにしばしば引用される一つの
起こりうる問題は、遠隔の物理的位置に配置されてい
る、信号及び局所発振器レーザが、信号周波数が不安定
であるという結果を伴って、光周波数においてお互いに
関してドリフトすることである。通常のＤＳＢ復調器の
入力に対するパイロット−トーン基準として周波数ｆ
beatを用いることによって、基準トーンｆbeatが上部及
び下部側波帯信号トーンと全く同じ間隔で周波数におい
てドリフトするので、この問題が克服されて、ダウン・
コンバートされたベースバンド信号は、安定のままであ
る。
【００１９】レーザ３０及び５０は、あらゆる都合のよ
い波長を有すべく選択されうる。図１０に示された実施
例では、レーザは、Ｎｄ：ＹＡＧ結晶（ネオジム：イッ
トリウム／アルミニウム／ガーネット）の各々でありか
つ１．３μｍ（マイクロメーター）の公称波長を有す
る。項目“光(optical) ”は、通信リンクを記述するた
めに用いられるけれども、本発明の原理は、紫外線及び
赤外線領域のような電磁波スペクトルの不可視部分にも
適用されるということが理解されるであろう。ヘテロダ
イン検出の数学は、低バイアス、従って非線形の、マッ
ハ−ツェンダー変調器とヘテロダイン検出の組合せが線
形総括転送特性を結果として生ずる理由の説明を援助す
る。ヘテロダイン検出が用いられるときに光検出器３４
の出力に現れる電流は、下記の式で与えられる：
【００２０】
【数１】ｉtotal （Ｖ）＝ηpd｛Ｐsig （Ｖ）＋ＰLO＋
２（Ｐsig （Ｖ）ＰLO）1/2 ｃｏｓ（ｆbeatｔ）｝ ここで、 Ｐsig （Ｖ）＝入力電圧Ｖによって変調されたように、
変調器を介して伝送された光パワー ηpd＝光検出器の検出効率 ＰLO＝局所発振器レーザの一定光パワー である。この式における第１項
【００２１】
【数２】ｉtotal （Ｖ）＝ηpdＰsig （Ｖ）、 は、マッハ−ツェンダー変調器の直接変調の結果として
生ずる光電流の寄与であり、かつ図１３のスペクトルに
おいて周波数コンポーネントｆsig 及び２ｆsigをもた
らす。式の第３項は、ヘテロダイン電流コンポーネント
である：
【００２２】
【数３】 ｉhet （Ｖ，ｔ） ＝ηpd２（Ｐsig （Ｖ）ＰLO）1/2 ｃｏｓ（ｆbeatｔ） ＝ηpd２（ＰincidentＴ（Ｖ）ＰLO）1/2 ｃｏｓ（ｆbeatｔ） この項は、図１３の同じスペクトルに示されたヘテロダ
イン周波数コンポーネント、ｆbeat、（ｆbeat−
ｆsig ）及び（ｆbeat＋ｆsig ）の原因である。この後
者の式において、Ｔ（Ｖ）は、変調器の電圧依存伝送ま
たは転送特性でありＰ incidentは、変調器への光入力パ
ワーである。光リンクのひずみなし動作を得るために
は、光電流が入力電圧により線形変化を示すことが必要
である。直光電流(direct photocurrent) 項に対して、
これは、光変調器に対する伝送関数Ｔ（Ｖ）が電圧によ
り線形であるべきことを意味する。種々のスキームが、
この要求事項を満足する変調器を構築するために提案さ
れているが、しかし完全な線形特性の理想的ケースは、
達成できない。上記式におけるヘテロダイン項に対し
て、実効転送特性は、変調器転送特性の平方根である。
従って、光電流が印加電圧に関して完全な線形マナーで
変化するならば、変調器は、印加電圧により線形的に変
化するよりも、印加電圧の二乗で変化する伝送特性を有
するべきである。そのような伝送特性は、正確な分析的
ファッションで、低バイアス・マッハ−ツェンダー変調
器を説明する。それゆえに、ゼロ伝送点（低バイアス
点）でマッハ−ツェンダー変調器をバイアスしかつヘテ
ロダイン周波数コンポーネントを検出することによっ
て、完全に線形な総括転送特性が達成できる。従って、
直接−検出光リンクの低バイアス動作を悩ませている第
２高調波ひずみ生成は、ヘテロダイン信号から欠落して
いる。
【００２３】図１５は、直交点でバイアスされた変調器
を伴って、図２の従来技術の通信リンクに対するベース
バンド出力信号を示す。１，２００ＭＨｚ周波数の試験
トーンは、リンクに入力されかつ測定不可能な小さな第
２高調波コンポーネントを伴う、類似の出力トーンを結
果として生ずる。図１６及び図１７は、再び１，２００
ＭＨｚ周波数の入力トーンを用いて、図１０に示したも
ののような通信リンクに対するベースバンド及びヘテロ
ダイン出力スペクトラをそれぞれ示す。これは、図１１
及び図１３における入力信号ｆsi g である。局所発振器
５０は、１０ＧＨｚの周波数で、周波数オフセット、即
ちうなり周波数コンポーネントを供給すべく調整され
る。ベースバンドでは、１，２００ＭＨｚで基本トーン
及び２，４００ＭＨｚで第２高調波が存在して、ベース
バンドでの検出は、サブオクターブ帯域幅に限定され
る。ヘテロダイン周波数レベルでは、図１７に示したよ
うに、１０ＧＨｚでうなり周波数及び８．８ＧＨｚ（１
０ＧＨｚ−１．２ＧＨｚ）で低側波帯トーンが存在す
る。上部側波帯は、示されていないが、しかし一つが１
１．２ＧＨｚで存在する。観測可能な信号コンポーネン
トは、第２高調波の低側波帯周波数、７．６ＧＨｚ（１
０ＧＨｚ−２．４ＧＨｚ）で存在せず、第２高調波ひず
みが消去されかつ通信リンクの実効転送特性が線形であ
るということを確認する。
【００２４】本発明は、アナログ信号の伝送に対する光
通信リンクの分野において重要な進歩を表わすというこ
とは、上記から理解されるであろう。特に、本発明は、
第２高調波ひずみを導入することなくシステムの雑音最
低限度を下げることによって増大したダイナミックレン
ジを供給する。結果において、本発明は、雑音最低限度
を下げる、低バイアス・マッハ−ツェンダー変調器の利
点を、第２高調波ひずみを消去する、直交バイアス変調
器と組み合わせる。本発明以前は、第２高調波ひずみを
導入することなく変調器の雑音最低限度を下げることが
できず、かつ雑音最低限度を上げることなく第２高調波
ひずみを消去できないと考えられていた。本発明は、線
形総括転送特性を有する通信リンクにおける、両方の利
点を一緒に達成する。説明のために特定の実施例が詳細
に記載されたけれども、本発明の精神及び範疇から逸脱
することなく種々の変更がなされうるということも理解
されるであろう。従って、本発明は、添付した特許請求
の範囲による場合を除いて限定されるべきではない。
【００２５】
【発明の効果】本発明の光通信リンクは、アナログ信号
を伝送するのに適する総括線形転送及び高ダイナミック
レンジを有している。光通信リンクは、雑音を低減すべ
く低バイアス点にバイアスされた、マッハ−ツェンダー
変調器のような、光輝度変調器と、伝送された変調信号
を復元すべく光ヘテロダインを実行する検出器とを含
む。ヘテロダインは、第２高調波ひずみコンポーネント
なしで、うなり周波数信号及び変調信号と同じ情報を包
含する側波帯を生成する。低バイアス点の使用は、雑音
を低減しかつダイナミックレンジを増大することが知ら
れているが、しかし、変調器出力が変調信号の二乗の関
数であるので第２高調波ひずみを犠牲にしてのみ行われ
る。第２高調波は、フィルタされうるけれども、変調信
号の帯域幅は、オクターブよりも少なく限定される。本
発明の通信リンクでは、ヘテロダインは、変調器伝送特
性の平方根で変化する側波帯を生成する。従って、総括
転送は、実質的に線形であり、第２高調波ひずみが消去
され、かつ変調信号は、多重オクターブ帯域幅にわたり
拡張されうる。
【図面の簡単な説明】
【図１】光ファイバ通信リンクの基本素子を示している
ブロック図である。
【図２】第２高調波の発生を消去すべくマッハ−ツェン
ダー変調器が直交バイアス点でバイアスされる従来技術
の光ファイバ通信リンクのブロック図である。
【図３】図２の通信リンクへの入力として、二つの周波
数を包含している入力スペクトルのグラフ表示である。
【図４】図２のマッハ−ツェンダー変調器の転送特性の
グラフである。
【図５】図２の通信リンクに関する出力スペクトルのグ
ラフ表示である。
【図６】雑音を低減すべく、マッハ−ツェンダー変調器
が低バイアス・モードで動作する、従来技術の光ファイ
バ通信リンクのブロック図である。
【図７】図３の通信リンクへの入力として、二つの周波
数を包含している入力スペクトルのグラフ表示である。
【図８】図３のマッハ−ツェンダー変調器の転送特性の
グラフである。
【図９】第２高調波コンポーネントの存在を示してい
る、図３の通信リンクに関する出力スペクトルのグラフ
表示である。
【図１０】雑音を低減すべく、マッハ−ツェンダー変調
器が低バイアス・モードで動作し、かつ第２高調波ひず
みを消去すべく光ヘテロダインが用いられる、本発明に
よる光ファイバ通信リンクのブロック図である。
【図１１】図１０の通信リンクへの入力として、例示的
に単一周波数を包含している入力スペクトルのグラフ表
示である。
【図１２】図１０のマッハ−ツェンダー変調器の転送特
性のグラフである。
【図１３】第２高調波ひずみの欠如を示している、図１
０の通信リンクに関する出力スペクトルのグラフ表示で
ある。
【図１４】光通信リンクが通常の二重側波帯受信機電子
装置を利用するシステムの中に配備されうる方法を示す
図である。
【図１５】図２に示した通信リンクにおけるように、直
交バイアスされたマッハ−ツェンダー変調器のベースバ
ンド出力スペクトルのグラフである。
【図１６】図１０に示したような、ヘテロダイン検出器
スキームに関連する低バイアス・マッハ−ツェンダー変
調器のベースバンド出力スペクトルのグラフである。
【図１７】図１０に示したヘテロダイン検出器の出力ス
ペクトルのグラフである。
【符号の説明】
３０ 送信機レーザ ３２ マッハ−ツェンダー光輝度変調器 ３４ 光検出器 ３６ ｒｆ信号発生源 ３８ 加算回路 ４０ 可変変調バイアス信号発生源 ４４ ＲＦスペクトル分析器 ５０ 局所光発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 10/18

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信機端及び受信機端を有しているレー
    ザ伝送媒体と、前記伝送媒体の前記伝送端に配置された
    レーザ発生源と、前記レーザ発生源からの光及び伝達す
    べき入力電気信号を受信すべく結合されており、該入力
    電気信号の二乗におおよそ比例して変化する伝送機能を
    有する光輝度変調器と、前記伝送媒体の前記受信機端に
    配置されており、前記伝送端の前記レーザ発生源のもの
    から選択固定量によりオフセットされる周波数を有する
    第２のレーザ発生源と、前記伝送媒体の受信端に配置さ
    れた光検出デバイスと、前記第２のレーザ発生源により
    放射された光で前記伝送媒体から受信した光を光学的に
    ヘテロダインしかつ両方のレーザ発生源からの光を前記
    光検出デバイス上に指向する手段とを備え、前記ヘテロ
    ダインは、うなり周波数の信号及び上部並びに下部側波
    帯の追加の信号の生成を結果として生じ、前記入力電気
    信号に包含された情報は、うなり周波数信号の前記上部
    及び下部側波帯にも包含され、かつそれらからも復元可
    能であり、前記第２高調波ひずみコンポーネントは、変
    調器の総括転送機能及びヘテロダイン手段が実質的に線
    形であるので前記上部及び下部側波帯から欠落すること
    を特徴とする光通信リンク。
  2. 【請求項２】 前記光輝度変調器は、マッハ−ツェンダ
    ー型であり、前記通信リンクは、前記入力電気信号で前
    記変調器に印加される電気的バイアス電圧の発生源を更
    に備え、該バイアス電圧は、低バイアス点に前記変調器
    をバイアスすべく選択されて、該入力電気信号がゼロ値
    を有するときに実質的に光のゼロ伝送を結果として生ず
    ることを特徴とする請求項１に記載の光通信リンク。
  3. 【請求項３】 前記伝送媒体は、光ファイバであること
    を特徴とする請求項２に記載の光通信リンク。
  4. 【請求項４】 前記光検出デバイスから入力を受信すべ
    く接続された、二重側波帯電子復調器を更に備え、前記
    うなり周波数信号は、該復調器において基準トーンとし
    て用いられかつ前記レーザ発生源の光周波数におけるあ
    らゆるドリフタが該復調器において自動的に補償される
    ことを特徴とする請求項１に記載の光通信リンク。
  5. 【請求項５】 実質的に線形総括転送特性を有している
    光ファイバ通信リンクであって、送信機端及び受信機端
    を有している光ファイバ伝送媒体と、前記伝送媒体の前
    記送信機端に配置されたレーザ発生源と、前記レーザ発
    生源から光を受信すべく結合されており、入力制御信号
    の関数として前記光の前記輝度を変調し、かつ前記変調
    された光を前記伝送媒体に出力する、マッハ−ツェンダ
    ー型の光輝度変調器と、光伝送が実質的にゼロに低減さ
    れる低バイアス点に前記変調器をバイアスすべく選択さ
    れたバイアス電圧の発生源と、前記バイアス電圧を伝送
    されるべき電気的入力信号と組み合わせ、かつ前記電気
    入力信号のおおよそ二乗で変化する伝送機能を有する前
    記変調器に組合せ入力制御信号を供給する、信号入力回
    路と、前記伝送媒体の前記受信機端に配置され、かつ前
    記伝送端の前記レーザ発生源のものから選択固定量によ
    りオフセットされる周波数を有する第２のレーザ発生源
    と、前記伝送媒体の受信端に配置され、光信号を電気信
    号に戻すように変換する光検出デバイスと、前記伝送媒
    体から受信した光及び前記第２のレーザ発生源により放
    射された光を光学的にヘテロダインしかつ両方の発生源
    からの光を前記光検出デバイス上に指向する手段とを備
    え、前記ヘテロダインは、前記二つのレーザ発生源の周
    波数間の差であるうなり周波数の信号、及び前記うなり
    周波数信号の上部並びに下部側波帯の追加の信号の生成
    を結果として生じ、前記入力電気信号に包含された情報
    は、うなり周波数信号の前記上部及び下部側波帯にも包
    含され、かつそれらからも復元可能であり、前記第２高
    調波ひずみコンポーネントは、光学的にヘテロダインす
    る手段の転送機能が前記変調器の前記転送機能の平方根
    に比例するので、前記上部及び下部側波帯から欠落し、
    かつ該変調器及び該ヘテロダイン手段の総括転送機能が
    実質的に線形であることを特徴とする光ファイバ通信リ
    ンク。
  6. 【請求項６】 前記光検出器から入力を受信すべく接続
    された、二重側波帯電子復調器を更に備え、前記うなり
    周波数信号は、該復調器において基準トーンとして用い
    られかつ前記レーザ発生源の光周波数におけるあらゆる
    ドリフタが該復調器において自動的に補償されることを
    特徴とする請求項５に記載の光ファイバ通信リンク。
  7. 【請求項７】 光ファイバ通信リンクの動作方法であっ
    て、光搬送波信号を送信機レーザ発生源から光輝度変調
    器に結合し、前記変調器に入力電気信号を結合し、前記
    光搬送波信号の前記輝度を変調し、ここで変調出力光信
    号は、おおよそ前記入力電気信号の二乗の関数であり、
    伝送媒体を介して前記変調光信号を伝送し、前記送信機
    レーザ発生源のものから選択固定量によってオフセット
    される周波数を有している第２のレーザ発生源によって
    生成された光信号で前記変調光信号をヘテロダインし、
    ここでヘテロダインの段階は、うなり周波数の信号を生
    成しかつ該うなり周波数の上部及び下部側波帯の追加の
    信号を生成することを本質的に含み、前記ヘテロダイン
    段階からの光を光検出器上に指向し、前記光検出器にお
    いて光信号を電気信号に変換し、前記ヘテロダイン段階
    の結果として生成された少なくとも一つの側波帯から前
    記入力電気信号を復元する段階を具備し、前記側波帯
    は、前記リンクの前記総括転送機能が実質的に線形であ
    るので第２高調波ひずみがないことを特徴とする方法。
  8. 【請求項８】 変調する段階は、入力電気信号がないと
    きには実質的に光のゼロ伝送が存在する低バイアス点に
    前記変調器をバイアスすることを含む請求項７に記載の
    方法。
  9. 【請求項９】 前記変調器をバイアスすることは、選択
    されたバイアス電圧生成し、該バイアス電圧を前記入力
    電気信号と組み合わせ、かつ該変調器に前記合成信号を
    供給することを含む請求項８に記載の方法。
  10. 【請求項１０】 前記入力電気信号を復元する段階は、
    前記ヘテロダイン段階で生成された前記上部及び下部側
    波帯信号を二重側波帯電子変調器に入力し、前記うなり
    周波数信号を基準トーンとして前記二重側波帯変調器に
    入力し、前記入力電気信号を復元すべく前記上部及び下
    部側波帯信号の少なくとも一つを復調することを含む請
    求項７に記載の方法。
  11. 【請求項１１】 前記復調する段階は、前記レーザ発生
    源の前記周波数におけるドリフトを自動的に補償するこ
    とを含み、ここで周波数におけるあらゆるドリフトは、
    前記側波帯信号及び基準トーンとして用いられた前記う
    なり周波数に等しい影響を有することを特徴とする請求
    項１０に記載の方法。
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Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6115162A (en) * 1995-01-10 2000-09-05 Harris Corporation Double side band, carrier suppressed modulated coherent fiber optic link
US5796506A (en) * 1995-11-21 1998-08-18 Tsai; Charles Su-Chang Submillimeter indirect heterodyne receiver and mixer element
DE19640725A1 (de) * 1996-10-02 1998-04-09 Reinhold Prof Dr Ing Noe Netzwerkanalysator
JP4184474B2 (ja) * 1997-08-22 2008-11-19 松下電器産業株式会社 光伝送システムならびにそれに用いられる光送信装置および光受信装置
JPH1174847A (ja) 1997-08-28 1999-03-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｆｍ変調装置
US6359716B1 (en) * 1999-02-24 2002-03-19 Massachusetts Institute Of Technology All-optical analog FM optical receiver
JP2003502902A (ja) * 1999-06-10 2003-01-21 ファイバースペイス，インコーポレーテッド 光伝送の所与の帯域を選択するための高周波／マイクロ波および光混合技術を使用するための方法および装置
US6850710B1 (en) 2000-06-09 2005-02-01 Tip Group, Llc Method and apparatus of utilizing RF/microwave and optical mixing techniques to select a given band of an optical transmission
US7019882B1 (en) 2002-03-21 2006-03-28 Lockheed Martin Corporation Generation of M-ary digital signaling constellations directly at lightwave frequencies
US7092645B1 (en) * 2002-12-13 2006-08-15 Rockwell Collins, Inc. Electro optical microwave communications system
JP4849621B2 (ja) * 2004-07-14 2012-01-11 日本碍子株式会社 無線発振装置およびレーダ装置
ES2258924B1 (es) * 2005-02-21 2007-11-16 Universitat Politecnica De Catalunya Receptor para comunicaciones opticas con ecualizador no lineal.
US7761011B2 (en) * 2005-02-23 2010-07-20 Kg Technology Associates, Inc. Optical fiber communication link
KR100688072B1 (ko) * 2005-08-12 2007-03-02 전자부품연구원 집적형 광변조기 및 그 제작 방법
JP5211528B2 (ja) * 2007-03-29 2013-06-12 富士通株式会社 光変調装置および光変調方式切替方法
US8705983B2 (en) * 2011-03-25 2014-04-22 Emcore Corporation Radio frequency optical communication system
WO2015160660A1 (en) * 2014-04-15 2015-10-22 Arris Enterprises, Inc. Smart receivers and transmitters for catv networks
DE102015221283B4 (de) * 2015-10-30 2017-09-14 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Sender für ein optisches Freistrahl-Kommunikations-System und zugehöriges Empfängerterminal
US9819412B1 (en) * 2016-05-04 2017-11-14 Inphi Corporation Transmitter gain imbalance and skew optimization for coherent transmitters
US9998216B2 (en) * 2016-05-09 2018-06-12 Fujitsu Limited Skew measurement in an optical coherent transponder
US10917178B2 (en) * 2018-03-26 2021-02-09 Phase Sensitive Innovations, Inc. Frequency agile microwave radiometer, hyperspectral microwave radiometer and methods of operation
US11342993B2 (en) * 2020-02-28 2022-05-24 The Boeing Company Systems, methods, and devices for spur and noise suppressed photonic links
CN114006660B (zh) * 2021-10-29 2023-02-10 上海交通大学 基于延时的光学频率传递装置和光学频率传递方法

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4769853A (en) * 1985-06-27 1988-09-06 Trw Inc. High dynamic range fiber optical link
JPS6218157A (ja) * 1985-07-17 1987-01-27 Nec Corp 光ヘテロダイン検波通信における中間周波数安定化方法
US4893352A (en) * 1987-06-30 1990-01-09 Massachusetts Institute Of Technology Optical transmitter of modulated signals
US5008958A (en) * 1988-01-19 1991-04-16 At&T Bell Laboratories Polarization-insensitive technique for coherent optical communication
DE3827228A1 (de) * 1988-08-11 1990-02-15 Standard Elektrik Lorenz Ag Sende/empfangsteil fuer ein bidirektionales kohaerent-optisches uebertragungssystem
EP0361150B1 (de) * 1988-09-30 1994-12-14 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum synchronisierten Umtasten eines Polarisationszustandes eines optischen Sendesignals eines optischen Übertragungssystems mit Überlagerungsempfang und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
US5060225A (en) * 1988-11-14 1991-10-22 Hughes Aircraft Company Phase modulated optical carrier data link for a focal plane array
NL8900389A (nl) * 1989-02-17 1990-09-17 Philips Nv Optische koherente ontvanger.
US5144468A (en) * 1989-06-16 1992-09-01 Honeywell Inc. Mixing interferometer used as a communications link
US5146358A (en) * 1990-01-25 1992-09-08 Pyr Systems, Inc. Optical communications system and method for transmitting information through a single optical waveguide
CA2037351C (en) * 1990-03-01 1994-10-25 Naoki Kuwata Optical transmitter
US5003624A (en) * 1990-03-29 1991-03-26 Hughes Aircraft Company Automatic bias controller for electro-optic modulator
JP2824875B2 (ja) * 1991-07-16 1998-11-18 科学技術振興事業団 光復調器
JPH05241220A (ja) * 1992-02-28 1993-09-21 Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> 光論理素子
US5321543A (en) * 1992-10-20 1994-06-14 General Instrument Corporation Apparatus and method for linearizing an external optical modulator

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