JPH08237319A - 有線通信システムにおける周波数バーストの検出方法とそのシステム - Google Patents
有線通信システムにおける周波数バーストの検出方法とそのシステムInfo
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- JPH08237319A JPH08237319A JP7347536A JP34753695A JPH08237319A JP H08237319 A JPH08237319 A JP H08237319A JP 7347536 A JP7347536 A JP 7347536A JP 34753695 A JP34753695 A JP 34753695A JP H08237319 A JPH08237319 A JP H08237319A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L2007/047—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a sine signal or unmodulated carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 有線通信システムにおける周波数バーストの
検出方法とそのシステムを提供する。 【解決手段】 本発明の有線通信システムの受信端に用
いられる粗周波数バースト検出機は、復号化信号サンプ
ルの成分をフィルタ処理するのに適したデジタル信号フ
ィルタ３００，４００（この復号化信号サンプルは有線
通信システムを介して送信されたベースバンド信号から
得られる）と、所定のレベルに関し、この復号化信号サ
ンプルのフィルタ処理された成分の信号レベルをしきい
値処理するのに適したしきい値検出機とを有する。有線
通信システムを介して伝送されるベースバンド信号内の
周波数バーストを有線通信システムの受信端で検出する
本発明の方法は、有線通信システムを介して伝送される
ベースバンド信号から得られた復号化信号の成分をフィ
ルタ処理するステップと、このフィルタ処理された成分
をしきい値処理するステップとを含む。
検出方法とそのシステムを提供する。 【解決手段】 本発明の有線通信システムの受信端に用
いられる粗周波数バースト検出機は、復号化信号サンプ
ルの成分をフィルタ処理するのに適したデジタル信号フ
ィルタ３００，４００（この復号化信号サンプルは有線
通信システムを介して送信されたベースバンド信号から
得られる）と、所定のレベルに関し、この復号化信号サ
ンプルのフィルタ処理された成分の信号レベルをしきい
値処理するのに適したしきい値検出機とを有する。有線
通信システムを介して伝送されるベースバンド信号内の
周波数バーストを有線通信システムの受信端で検出する
本発明の方法は、有線通信システムを介して伝送される
ベースバンド信号から得られた復号化信号の成分をフィ
ルタ処理するステップと、このフィルタ処理された成分
をしきい値処理するステップとを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、有線通信システム
に関する。
に関する。
【０００２】
【従来の技術】様々な公知の通信信号送信技術が世界中
で用いられており、その１つの例がガウス分布最小位相
シフトキーイング（ＧＭＳＫ）である。この形式の位相
変調の１つの利点は、一定の振幅変調機を用いることが
できることである。かくして非線形の搬送波周波数のパ
ワー増幅機は、この変調技術を用いることにより通信シ
ステムに採用することができる。
で用いられており、その１つの例がガウス分布最小位相
シフトキーイング（ＧＭＳＫ）である。この形式の位相
変調の１つの利点は、一定の振幅変調機を用いることが
できることである。かくして非線形の搬送波周波数のパ
ワー増幅機は、この変調技術を用いることにより通信シ
ステムに採用することができる。
【０００３】このようなＧＭＳＫを用いる通信システム
における共通の問題点は、周波数検出である。その理由
は、送信機あるいは受信機に用いられる通常の発振機
は、コストの点および回路が複雑になること等のために
必ずしも理想的なものではない。かくしてこのような通
信システムにおいて、通信システムが満足に動作するた
めに必要な適切な搬送波周波数にロックすることは、困
難なことである。このため採用される１つのアプローチ
としては、周波数修正用に通信システムの受信端に用い
られる公知の信号からなる周波数バーストを送信するこ
とである。デジタルシステムにおいては、このような周
波数修正バーストは、連続する１あるいは、連続する０
のいずれかのようなデジタルサンプルの連続数を含む。
しかしこのアプローチにも欠点がある。例えば、所定の
周波数修正バーストに関連するような周波数にロックす
るために完全な適合フィルタリング処理（exhaustive m
atched filtering）が用いられる。これに関しては、
「 "Signal Processing Aspects of Motorola's Pan-Eu
ropean Digital Cellular Validation Mobile,"」（Dav
ide Borth と Phillip Raskey 著 published in the 19
91 Conference Proceedings of the Phoenix Conferenc
e on Computers and Communications held in Scarsdal
e, Arizona, on March 27-30, 1991 年発行）を参照の
こと。前掲の論文中の適合フィルタリング処理技術の欠
点は、時間が掛かり相当なパワーを消費し、従来の受信
機のような計算能力が制限されているような環境下にお
いては、計算資源のボトルネックとなる。
における共通の問題点は、周波数検出である。その理由
は、送信機あるいは受信機に用いられる通常の発振機
は、コストの点および回路が複雑になること等のために
必ずしも理想的なものではない。かくしてこのような通
信システムにおいて、通信システムが満足に動作するた
めに必要な適切な搬送波周波数にロックすることは、困
難なことである。このため採用される１つのアプローチ
としては、周波数修正用に通信システムの受信端に用い
られる公知の信号からなる周波数バーストを送信するこ
とである。デジタルシステムにおいては、このような周
波数修正バーストは、連続する１あるいは、連続する０
のいずれかのようなデジタルサンプルの連続数を含む。
しかしこのアプローチにも欠点がある。例えば、所定の
周波数修正バーストに関連するような周波数にロックす
るために完全な適合フィルタリング処理（exhaustive m
atched filtering）が用いられる。これに関しては、
「 "Signal Processing Aspects of Motorola's Pan-Eu
ropean Digital Cellular Validation Mobile,"」（Dav
ide Borth と Phillip Raskey 著 published in the 19
91 Conference Proceedings of the Phoenix Conferenc
e on Computers and Communications held in Scarsdal
e, Arizona, on March 27-30, 1991 年発行）を参照の
こと。前掲の論文中の適合フィルタリング処理技術の欠
点は、時間が掛かり相当なパワーを消費し、従来の受信
機のような計算能力が制限されているような環境下にお
いては、計算資源のボトルネックとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、有線通信システムを介して伝送される信号の周波
数バースト検出を実行するのに、時間が掛からずパワー
の消費も少なくさらに計算の集中度の少ないシステムを
提供することである。
的は、有線通信システムを介して伝送される信号の周波
数バースト検出を実行するのに、時間が掛からずパワー
の消費も少なくさらに計算の集中度の少ないシステムを
提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の一実施例によれ
ば、有線通信システムの受信端に用いられる粗周波数バ
ースト検出機は、復号化信号サンプルの成分をフィルタ
処理するのに適したデジタル信号フィルタ（この復号化
信号サンプルは有線通信システムを介して送信されたベ
ースバンド信号から得られる）と、所定のレベルに関
し、この復号化信号サンプルのフィルタ処理された成分
の信号レベルをしきい値処理するのに適したしきい値検
出機とを有する。有線通信システムを介して伝送される
ベースバンド信号内の周波数バーストを有線通信システ
ムの受信端で検出する本発明の方法は、有線通信システ
ムを介して伝送されるベースバンド信号から得られた復
号化信号の成分をフィルタ処理するステップと、このフ
ィルタ処理された成分をしきい値処理するステップとを
含む。さらに本発明の他の実施例においては、有線通信
システムの受信端に用いられる粗周波数バースト検出機
は、有線通信システムを介して伝送されるベースバンド
信号から得られた復号化信号サンプルの成分をフィルタ
処理するデジタル信号フィルタと、所定のレベルに関
し、復号化信号サンプルのフィルタ処理された成分の信
号レベルをしきい値処理するしきい値検出機とを有す
る。さらに本発明の他の実施例においては、有線通信シ
ステムを介して伝送されるベースバンド信号内の周波数
バーストを有線通信システムの受信端で検出する方法
は、有線通信システムを介して伝送されるベースバンド
信号から得られた復号化信号サンプルの直交する成分を
個別にフィルタ処理するステップと、この個別にフィル
タ処理された直交する成分の振幅を建設的に組み合わせ
るステップと、この建設的に組み合わされた振幅をしき
い値処理するステップとを含む。
ば、有線通信システムの受信端に用いられる粗周波数バ
ースト検出機は、復号化信号サンプルの成分をフィルタ
処理するのに適したデジタル信号フィルタ（この復号化
信号サンプルは有線通信システムを介して送信されたベ
ースバンド信号から得られる）と、所定のレベルに関
し、この復号化信号サンプルのフィルタ処理された成分
の信号レベルをしきい値処理するのに適したしきい値検
出機とを有する。有線通信システムを介して伝送される
ベースバンド信号内の周波数バーストを有線通信システ
ムの受信端で検出する本発明の方法は、有線通信システ
ムを介して伝送されるベースバンド信号から得られた復
号化信号の成分をフィルタ処理するステップと、このフ
ィルタ処理された成分をしきい値処理するステップとを
含む。さらに本発明の他の実施例においては、有線通信
システムの受信端に用いられる粗周波数バースト検出機
は、有線通信システムを介して伝送されるベースバンド
信号から得られた復号化信号サンプルの成分をフィルタ
処理するデジタル信号フィルタと、所定のレベルに関
し、復号化信号サンプルのフィルタ処理された成分の信
号レベルをしきい値処理するしきい値検出機とを有す
る。さらに本発明の他の実施例においては、有線通信シ
ステムを介して伝送されるベースバンド信号内の周波数
バーストを有線通信システムの受信端で検出する方法
は、有線通信システムを介して伝送されるベースバンド
信号から得られた復号化信号サンプルの直交する成分を
個別にフィルタ処理するステップと、この個別にフィル
タ処理された直交する成分の振幅を建設的に組み合わせ
るステップと、この建設的に組み合わされた振幅をしき
い値処理するステップとを含む。
【０００６】
【発明の実施の形態】周波数バーストは周波数検出と修
正用の有線通信システムに用いられている。図２に示す
ように周波数バーストの一実施例は、周波数修正データ
バーストあるいは周波数バーストを所定の連続するゼロ
信号の形態で含んでいる。あるいは他の実施例において
は、周波数バーストは、全て１からなる。しかし、この
実施例においては、周波数修正する有線通信システムの
受信端に用いられるキャリア周波数の一定周波数シフト
を生成している。
正用の有線通信システムに用いられている。図２に示す
ように周波数バーストの一実施例は、周波数修正データ
バーストあるいは周波数バーストを所定の連続するゼロ
信号の形態で含んでいる。あるいは他の実施例において
は、周波数バーストは、全て１からなる。しかし、この
実施例においては、周波数修正する有線通信システムの
受信端に用いられるキャリア周波数の一定周波数シフト
を生成している。
【０００７】ベースバンドにおける信号変調の形態は、
ガウス分布最小位相シフトキーイング（gaussian minim
um phase shift keying （ＧＭＳＫ））と称する。この
ＧＭＳＫの詳細は、「Digital Phase Modulation」J.B.
Anderson, T.Aulin, C.E.Sundberg 著、１９８６年発
行、および前掲の Borth and Raskey の論文に記載され
ている。しかし本発明は、このＧＭＳＫあるいはＭＳＫ
に限定されるものではない。本発明による有線通信シス
テムの粗周波数バースト検出機（coarse frequency bur
st detector （ＣＦＢＤ））は、例えば最小位相シフト
キーイング（minimum phase shift keying（ＭＳＫ））
あるいは差分直交位相シフトキーイング（differential
quadrature phase shift keying（ＤＳＰＳＫ））のよ
うな様々な変調系と共に用いることができる。
ガウス分布最小位相シフトキーイング（gaussian minim
um phase shift keying （ＧＭＳＫ））と称する。この
ＧＭＳＫの詳細は、「Digital Phase Modulation」J.B.
Anderson, T.Aulin, C.E.Sundberg 著、１９８６年発
行、および前掲の Borth and Raskey の論文に記載され
ている。しかし本発明は、このＧＭＳＫあるいはＭＳＫ
に限定されるものではない。本発明による有線通信シス
テムの粗周波数バースト検出機（coarse frequency bur
st detector （ＣＦＢＤ））は、例えば最小位相シフト
キーイング（minimum phase shift keying（ＭＳＫ））
あるいは差分直交位相シフトキーイング（differential
quadrature phase shift keying（ＤＳＰＳＫ））のよ
うな様々な変調系と共に用いることができる。
【０００８】ＧＳＭ，ＧＭＳＫの送信キーにおいては、
入力二進デジタル信号すなわちビットストリームが差分
符号化され、ガウス分布インパレス応答関数のフィルタ
に入力されその後ＦＭ変調される。このガウス分布フィ
ルタ処理された波長は、ＦＭ変調機に入力されそこで送
信されるＮＲＺ（non-return to zero）の正または負の
π／２すなわち９０゜位相シフトを生成する。この形態
の信号変調の利点は、一定の振幅変調機を採用すること
ができ、さらにスペクトル効率が良い点である。したが
って非線形のキャリア周波数パワー増幅機は、有線通信
システムの送信端と受信端の両方に用いることができ
る。
入力二進デジタル信号すなわちビットストリームが差分
符号化され、ガウス分布インパレス応答関数のフィルタ
に入力されその後ＦＭ変調される。このガウス分布フィ
ルタ処理された波長は、ＦＭ変調機に入力されそこで送
信されるＮＲＺ（non-return to zero）の正または負の
π／２すなわち９０゜位相シフトを生成する。この形態
の信号変調の利点は、一定の振幅変調機を採用すること
ができ、さらにスペクトル効率が良い点である。したが
って非線形のキャリア周波数パワー増幅機は、有線通信
システムの送信端と受信端の両方に用いることができ
る。
【０００９】図３は、有線信号パスすなわち有線通信シ
ステムを介して信号が伝送されるベースバンドのＧＳ
Ｍ，ＧＭＳＫの変調でもって符号化されるゼロ信号の周
波数バーストの同相−直交相（Inphase-Quadrature（Ｉ
−Ｑ））面の理想的な信号点配置を示す。本明細書にお
いては、有線通信システムは、送信端から受信端に有線
信号パスを介して通信されるような信号で送信端と受信
端とを有する通信システムである。有線信号パスの例と
しては、同軸ケーブル、ツイスト銅製ワイヤ、光ファイ
バ（および／またはそれらの組み合わせ）を含む。有線
信号パスの受信端において、キャリア周波数からのダウ
ンコンバージョンの後、各差動符号化ビットあるいは二
進デジタル信号値は、図３に示すようなπ／２ラジアン
すなわち９０゜ずれたＩ−Ｑ面で位相シフトして信号を
送出する。これは、ゼロの二進のデジタル信号の信号ス
トリームに対しては、Ｉ−Ｑ面の反時計方向の回転に相
当し、全てが１の周波数バーストの伝送は、時計方向の
回転に相当する。同様に全てがゼロの周波数バーストが
伝送される時には、＋Ｂ／４の値だけおよび全てが１の
周波数バーストが伝送されるときには、−Ｂ／４の値だ
け有線信号パスを介してベースバンド信号を伝送するた
めにキャリア信号の周波数のシフトと等価と見なすこと
もできる。ここでＢは、送信されたデジタル信号ストリ
ームのビットレートである。受信端ではダウンコンバー
ジョンの後この送信された信号は、ベースバンド信号を
ディローテーティング（逆回転させる）により再生し、
その信号を最小自乗エラー（minimum least squares er
ror （ＭＬＳＥ））イコライザを介して、伝送する。具
体的に述べるとディローテーションについては、９０゜
の時計方向の回転が無線信号パスを介して伝送された各
符号化デジタル信号サンプルに課される。このことは時
間領域におけるベースバンド信号のｅの（−ｊπ／２）
ｋ乗倍した信号の乗算値に等価であると見なすことがで
きる。ここでｋ＝０，１，２，３，．．．である。本発
明はここで説明した回転および逆回転に限定されるもの
ではなくこれらは、特定の信号伝送系に依存する。
ステムを介して信号が伝送されるベースバンドのＧＳ
Ｍ，ＧＭＳＫの変調でもって符号化されるゼロ信号の周
波数バーストの同相−直交相（Inphase-Quadrature（Ｉ
−Ｑ））面の理想的な信号点配置を示す。本明細書にお
いては、有線通信システムは、送信端から受信端に有線
信号パスを介して通信されるような信号で送信端と受信
端とを有する通信システムである。有線信号パスの例と
しては、同軸ケーブル、ツイスト銅製ワイヤ、光ファイ
バ（および／またはそれらの組み合わせ）を含む。有線
信号パスの受信端において、キャリア周波数からのダウ
ンコンバージョンの後、各差動符号化ビットあるいは二
進デジタル信号値は、図３に示すようなπ／２ラジアン
すなわち９０゜ずれたＩ−Ｑ面で位相シフトして信号を
送出する。これは、ゼロの二進のデジタル信号の信号ス
トリームに対しては、Ｉ−Ｑ面の反時計方向の回転に相
当し、全てが１の周波数バーストの伝送は、時計方向の
回転に相当する。同様に全てがゼロの周波数バーストが
伝送される時には、＋Ｂ／４の値だけおよび全てが１の
周波数バーストが伝送されるときには、−Ｂ／４の値だ
け有線信号パスを介してベースバンド信号を伝送するた
めにキャリア信号の周波数のシフトと等価と見なすこと
もできる。ここでＢは、送信されたデジタル信号ストリ
ームのビットレートである。受信端ではダウンコンバー
ジョンの後この送信された信号は、ベースバンド信号を
ディローテーティング（逆回転させる）により再生し、
その信号を最小自乗エラー（minimum least squares er
ror （ＭＬＳＥ））イコライザを介して、伝送する。具
体的に述べるとディローテーションについては、９０゜
の時計方向の回転が無線信号パスを介して伝送された各
符号化デジタル信号サンプルに課される。このことは時
間領域におけるベースバンド信号のｅの（−ｊπ／２）
ｋ乗倍した信号の乗算値に等価であると見なすことがで
きる。ここでｋ＝０，１，２，３，．．．である。本発
明はここで説明した回転および逆回転に限定されるもの
ではなくこれらは、特定の信号伝送系に依存する。
【００１０】受信端において周波数バーストに対する物
理的チャネルをサーチすることによりキャリア信号を確
保する。しかしこのようなアプローチの問題点は、現在
のアプローチでもって周波数バーストを検出するために
大きな計算機資源が必要な点である。例えば、消耗的適
合フィルタ処理（exhaustive matched filtering）が用
いられる。しかし、これは、信号伝送あるいは信号受信
の間に発生する受信機のピーク信号ローディングの間で
は限られた計算機資源の環境下では問題である。
理的チャネルをサーチすることによりキャリア信号を確
保する。しかしこのようなアプローチの問題点は、現在
のアプローチでもって周波数バーストを検出するために
大きな計算機資源が必要な点である。例えば、消耗的適
合フィルタ処理（exhaustive matched filtering）が用
いられる。しかし、これは、信号伝送あるいは信号受信
の間に発生する受信機のピーク信号ローディングの間で
は限られた計算機資源の環境下では問題である。
【００１１】本発明による有線通信システム用の粗周波
数バースト検出機（ＣＦＢＤ）を用いて有線通信システ
ムの受信端における周波数バーストを検出することもで
きる。周波数バーストは、例えばベースバンド信号にお
いては、受信およびダウンコンバージョンの後の送信信
号の検出を消耗的適合フィルタ処理（exhaustive match
ed filtering）を行うことなく検出することができる。
図１において、受信端においては、送信信号例えばＧＭ
ＳＫによりベースバンド内で符号化された信号でもって
インプレスされたキャリア信号がまずダウンコンバート
される。この信号のダウンコンバージョンは、受信端に
行われるが公知のことなので本明細書では詳述しない。
このダウンコンバージョンの後、信号は、ベースバンド
信号の形態で提供される。通常一旦伝送信号がダウンコ
ンバートされると、このダウンコンバートされた信号
は、ベースバンドＣＯＤＥＣでもってデジタル化され
る。このようなＡ／Ｄ変換を実行するようなダウンコン
バータとＣＯＤＥＣの例としては、Ｗ２０２０ＧＳＭト
ランシーバと、ＣＳＰ１０８８ＧＳＭ変換信号プロセッ
サで、これらは、ＡＴ＆Ｔ社から市販されている。本発
明は、Ａ／Ｄ変換を実行してデジタル信号処理が行われ
るような実施例に限定されるものではない。別法として
本発明の有線通信システムに用いられる粗周波数バース
トディテクタは、Ａ／Ｄ変換を行うことなくすなわちア
ナログ領域で信号処理を行うこともできる。同様に本発
明は、信号パスの特定のポイントでＡ／Ｄ変換を行うこ
とに限定されるものではない。例えば、このＡ／Ｄ変換
は、信号パスにおけるキャリア周波数の再生の前に実行
することもあるいは、実施例によっては、その後に実行
することもできる。
数バースト検出機（ＣＦＢＤ）を用いて有線通信システ
ムの受信端における周波数バーストを検出することもで
きる。周波数バーストは、例えばベースバンド信号にお
いては、受信およびダウンコンバージョンの後の送信信
号の検出を消耗的適合フィルタ処理（exhaustive match
ed filtering）を行うことなく検出することができる。
図１において、受信端においては、送信信号例えばＧＭ
ＳＫによりベースバンド内で符号化された信号でもって
インプレスされたキャリア信号がまずダウンコンバート
される。この信号のダウンコンバージョンは、受信端に
行われるが公知のことなので本明細書では詳述しない。
このダウンコンバージョンの後、信号は、ベースバンド
信号の形態で提供される。通常一旦伝送信号がダウンコ
ンバートされると、このダウンコンバートされた信号
は、ベースバンドＣＯＤＥＣでもってデジタル化され
る。このようなＡ／Ｄ変換を実行するようなダウンコン
バータとＣＯＤＥＣの例としては、Ｗ２０２０ＧＳＭト
ランシーバと、ＣＳＰ１０８８ＧＳＭ変換信号プロセッ
サで、これらは、ＡＴ＆Ｔ社から市販されている。本発
明は、Ａ／Ｄ変換を実行してデジタル信号処理が行われ
るような実施例に限定されるものではない。別法として
本発明の有線通信システムに用いられる粗周波数バース
トディテクタは、Ａ／Ｄ変換を行うことなくすなわちア
ナログ領域で信号処理を行うこともできる。同様に本発
明は、信号パスの特定のポイントでＡ／Ｄ変換を行うこ
とに限定されるものではない。例えば、このＡ／Ｄ変換
は、信号パスにおけるキャリア周波数の再生の前に実行
することもあるいは、実施例によっては、その後に実行
することもできる。
【００１２】図１に示されるように本発明の有線通信シ
ステムにおけるＣＦＢＤにおいては、ベースバンド信号
サンプルは、Ａ／Ｄ変換の後得られ、その後位相が調整
される。しかし本発明はこれに限定されるものではな
い。ベースバンド信号サンプルの位相調整は、図１にお
いては、位相シフタ１００により行われている。しか
し、別の実施例においては、位相シフタ１００を省略す
ることもできる。これに関しては、以下後で詳述する。
位相シフタ１００のディローテータ１２０は、ベースバ
ンド信号サンプルに対し、−９０゜すなわち−π／２ラ
ジアンの位相シフトを与える。前述したようにこれは、
逆回転を意味する。この逆回転は、ベースバンド信号サ
ンプルの時間領域において、信号にｅの（−ｊπ／２）
ｋ乗を乗算する事により得られる。ここでｋ＝０，１，
２，３，．．．である。この逆回転の実行の正確な特性
は、逆回転されるべき信号の環境およびその特性に少な
くとも１部に依存する。かくしてこの実施例において
は、このベースバンド信号は、個別の信号サンプルに変
換される。これは、図１においては、Ｎ番目の個別の信
号サンプルの同相成分に対してはＩn 、直交相成分に対
しては、Ｑn として示す。そして逆回転がこの形態のベ
ースバンド信号サンプルに適応される。この明細書にお
いては、この信号サンプルは、復号化されたもの（as d
ecoded）とも称する。その理由は逆回転によりベースバ
ンド信号を処理することは、有線信号パスを介して伝送
される前におけるベースバンド内で信号に加えられるＧ
ＭＳＫ変調を除去できるからである。
ステムにおけるＣＦＢＤにおいては、ベースバンド信号
サンプルは、Ａ／Ｄ変換の後得られ、その後位相が調整
される。しかし本発明はこれに限定されるものではな
い。ベースバンド信号サンプルの位相調整は、図１にお
いては、位相シフタ１００により行われている。しか
し、別の実施例においては、位相シフタ１００を省略す
ることもできる。これに関しては、以下後で詳述する。
位相シフタ１００のディローテータ１２０は、ベースバ
ンド信号サンプルに対し、−９０゜すなわち−π／２ラ
ジアンの位相シフトを与える。前述したようにこれは、
逆回転を意味する。この逆回転は、ベースバンド信号サ
ンプルの時間領域において、信号にｅの（−ｊπ／２）
ｋ乗を乗算する事により得られる。ここでｋ＝０，１，
２，３，．．．である。この逆回転の実行の正確な特性
は、逆回転されるべき信号の環境およびその特性に少な
くとも１部に依存する。かくしてこの実施例において
は、このベースバンド信号は、個別の信号サンプルに変
換される。これは、図１においては、Ｎ番目の個別の信
号サンプルの同相成分に対してはＩn 、直交相成分に対
しては、Ｑn として示す。そして逆回転がこの形態のベ
ースバンド信号サンプルに適応される。この明細書にお
いては、この信号サンプルは、復号化されたもの（as d
ecoded）とも称する。その理由は逆回転によりベースバ
ンド信号を処理することは、有線信号パスを介して伝送
される前におけるベースバンド内で信号に加えられるＧ
ＭＳＫ変調を除去できるからである。
【００１３】図１に示すように位相シフタ１００は位相
コンペンセータ１１０により実行される位相補償を行
う。この位相補償は、Ａ／Ｄ変換の後ベースバンド信号
に加えられる。例えば発信機周波数オフセットエラーの
見積（図１のｄθで表す）が得られ、この見積を用いて
位相補償を行う。しかし本発明における有線通信システ
ムにおけるＧＦＢＤは、これに限定されるものではな
い。さらに以下に詳述するように位相補償と逆回転は、
同一時に各ベースバンド信号サンプルに加えられる。様
々な技術を用いて位相補償あるいは逆回転を行うことも
できる。
コンペンセータ１１０により実行される位相補償を行
う。この位相補償は、Ａ／Ｄ変換の後ベースバンド信号
に加えられる。例えば発信機周波数オフセットエラーの
見積（図１のｄθで表す）が得られ、この見積を用いて
位相補償を行う。しかし本発明における有線通信システ
ムにおけるＧＦＢＤは、これに限定されるものではな
い。さらに以下に詳述するように位相補償と逆回転は、
同一時に各ベースバンド信号サンプルに加えられる。様
々な技術を用いて位相補償あるいは逆回転を行うことも
できる。
【００１４】図４は、位相コンペンセータ１１０が解決
する問題について示している。第１のベースバンド信号
サンプル例えばＧＭＳＫのゼロ信号は、直交座標軸の
（Ｉ1，Ｑ1 ）として示す。このベースバンド信号サン
プルは、θ0 の初期位相エラーオフセットを有し、これ
は例えばサンプル瞬時（サンプルインスタント）の選択
に関連するオフセットに起因するかあるいは、送信機と
受信機との間の遅延に起因するかのような信号処理エラ
ーである。次のベースバンド信号サンプルをゼロ信号と
仮定（図２に示された周波数バーストの実施例に対し）
すると次のベースバンド信号サンプルは、（Ｉ2 ，Ｑ
2 ）を含む。ＧＭＳＫにおいては、同図に示すように理
想的な（Ｉ2 ，Ｑ2 ）は、（Ｉ1 ，Ｑ1 ）に対しπ／２
ラジアンすなわち９０゜だけずれた方向を有している
が、これを図の（〜Ｉ1 ，〜Ｑ1 ）として示し、これは
ダウンコンバージョンを実行するために発信機により導
入されるような発信機周波数オフセットエラーに起因す
るもので図４では位相エラーｄθとして示している。か
くして位相コンペンセータ１１０は、ベースバンド信号
サンプルに対し、位相補償を行いこれは例えば発信機周
波数オフセットエラーに帰属するようなこの位相エラー
ｄθに起因するベースバンド信号サンプル内のエラーを
除去するものである。かくして位相シフタ１００は、位
相調整ベースバンド信号サンプルを生成し、あるいは位
相補償を生成し、すなわちベースバンド信号サンプルに
対し、位相補償あるいは逆回転を行う。位相シフタ１０
０により生成された、これらの復号化信号サンプルは、
図１に示すようにそれぞれＩ′n とＱ′n の同相成分と
直交相成分とを含む。本発明のＣＦＢＤの１実施例は、
位相シフタを含むよう記載しているが本発明は必ずしも
これに限定されるものではない。例えば別法として、復
号化信号サンプルを本発明の有線通信システムのＣＦＢ
Ｄに直接与えることもできる。このような状況において
は、ベースバンド信号サンプルは、個別の信号プロセッ
サにより復号化できる。例えば、ベースバンド信号サン
プルが既に発信機周波数オフセットエラー予測機により
処理されている場合には、蓄積された発信機周波数オフ
セットエラーの予測値が既に除去されたような復号化信
号サンプルが提供される。同様にある条件では、満足な
結果は、本発明の有線通信システムのＣＦＢＤを用いて
発信機周波数オフセットエラーの位相補償を行うことな
く得ることができる。
する問題について示している。第１のベースバンド信号
サンプル例えばＧＭＳＫのゼロ信号は、直交座標軸の
（Ｉ1，Ｑ1 ）として示す。このベースバンド信号サン
プルは、θ0 の初期位相エラーオフセットを有し、これ
は例えばサンプル瞬時（サンプルインスタント）の選択
に関連するオフセットに起因するかあるいは、送信機と
受信機との間の遅延に起因するかのような信号処理エラ
ーである。次のベースバンド信号サンプルをゼロ信号と
仮定（図２に示された周波数バーストの実施例に対し）
すると次のベースバンド信号サンプルは、（Ｉ2 ，Ｑ
2 ）を含む。ＧＭＳＫにおいては、同図に示すように理
想的な（Ｉ2 ，Ｑ2 ）は、（Ｉ1 ，Ｑ1 ）に対しπ／２
ラジアンすなわち９０゜だけずれた方向を有している
が、これを図の（〜Ｉ1 ，〜Ｑ1 ）として示し、これは
ダウンコンバージョンを実行するために発信機により導
入されるような発信機周波数オフセットエラーに起因す
るもので図４では位相エラーｄθとして示している。か
くして位相コンペンセータ１１０は、ベースバンド信号
サンプルに対し、位相補償を行いこれは例えば発信機周
波数オフセットエラーに帰属するようなこの位相エラー
ｄθに起因するベースバンド信号サンプル内のエラーを
除去するものである。かくして位相シフタ１００は、位
相調整ベースバンド信号サンプルを生成し、あるいは位
相補償を生成し、すなわちベースバンド信号サンプルに
対し、位相補償あるいは逆回転を行う。位相シフタ１０
０により生成された、これらの復号化信号サンプルは、
図１に示すようにそれぞれＩ′n とＱ′n の同相成分と
直交相成分とを含む。本発明のＣＦＢＤの１実施例は、
位相シフタを含むよう記載しているが本発明は必ずしも
これに限定されるものではない。例えば別法として、復
号化信号サンプルを本発明の有線通信システムのＣＦＢ
Ｄに直接与えることもできる。このような状況において
は、ベースバンド信号サンプルは、個別の信号プロセッ
サにより復号化できる。例えば、ベースバンド信号サン
プルが既に発信機周波数オフセットエラー予測機により
処理されている場合には、蓄積された発信機周波数オフ
セットエラーの予測値が既に除去されたような復号化信
号サンプルが提供される。同様にある条件では、満足な
結果は、本発明の有線通信システムのＣＦＢＤを用いて
発信機周波数オフセットエラーの位相補償を行うことな
く得ることができる。
【００１５】有線信号パスを介して伝送された信号のダ
ウンコンバージョンの後、このようにして得られたベー
スバンド信号は二進のデジタル信号サンプルに変換され
る。信号サンプルのＩ成分とＱ成分を用いて信号サンプ
ル値を表すこともできるが、信号サンプルをＩ成分とＱ
成分以外の信号成分に分解してある条件下では満足すべ
き性能を得ることもできる。このような実施例において
は、信号サンプルのＩ成分とＱ成分は、移動平均（Ｍ
Ａ）フィルタ３００と４００を用いてフィルタ処理し、
信号サンプルのＩ成分の移動平均とＱ成分の移動平均を
それぞれ提供することができる。図１には示されていな
いがこれらのフィルタに関連するウィンドウサイズは、
図１のＮで示しておりこれは変更可能である。例えば、
このウィンドウサイズは、適宜変更できる。
ウンコンバージョンの後、このようにして得られたベー
スバンド信号は二進のデジタル信号サンプルに変換され
る。信号サンプルのＩ成分とＱ成分を用いて信号サンプ
ル値を表すこともできるが、信号サンプルをＩ成分とＱ
成分以外の信号成分に分解してある条件下では満足すべ
き性能を得ることもできる。このような実施例において
は、信号サンプルのＩ成分とＱ成分は、移動平均（Ｍ
Ａ）フィルタ３００と４００を用いてフィルタ処理し、
信号サンプルのＩ成分の移動平均とＱ成分の移動平均を
それぞれ提供することができる。図１には示されていな
いがこれらのフィルタに関連するウィンドウサイズは、
図１のＮで示しておりこれは変更可能である。例えば、
このウィンドウサイズは、適宜変更できる。
【００１６】図１には、これらのフィルタとして２個の
別個のフィルタを示しているが、１個のフィルタでもも
かまわない。この実施例においては、直交成分の例えば
Ｉ成分をまずフィルタ処理し、その後Ｑ成分をフィルタ
処理しても良い。このような状況では信号サンプル値を
ストアし、その結果直交成分を個別にフィルタ処理する
ことが必要である。この復号化信号サンプルに対するフ
ィルタ処理されたＩ成分とＱ成分のそれぞれの振幅は、
この実施例においては例えば絶対振幅検出機５００と６
００によりその後決定することもできる。このフィルタ
処理された直交成分のそれぞれの振幅は、アキュームレ
ータ７００により建設的に重ね合わされる、すなわち組
み合わされて信号しきい値検出機８００に提供される。
別個のフィルタを示しているが、１個のフィルタでもも
かまわない。この実施例においては、直交成分の例えば
Ｉ成分をまずフィルタ処理し、その後Ｑ成分をフィルタ
処理しても良い。このような状況では信号サンプル値を
ストアし、その結果直交成分を個別にフィルタ処理する
ことが必要である。この復号化信号サンプルに対するフ
ィルタ処理されたＩ成分とＱ成分のそれぞれの振幅は、
この実施例においては例えば絶対振幅検出機５００と６
００によりその後決定することもできる。このフィルタ
処理された直交成分のそれぞれの振幅は、アキュームレ
ータ７００により建設的に重ね合わされる、すなわち組
み合わされて信号しきい値検出機８００に提供される。
【００１７】復号化信号サンプルのフィルタ処理された
直交成分の振幅を他の技術で検出することもできる。例
えばこのフィルタ処理された直交成分を自乗することも
できる。同様に別の実施例においては、振幅を検出せず
にフィルタ処理された直交成分を建設的に組み合わせる
こともできる。このような信号処理系によっては、フィ
ルタ処理された直交成分は、フィルタ処理された直交成
分の和、あるいは組み合わせが得られるように生成する
こともできる。同様にある種の環境化では、周波数バー
ストを復号化信号サンプルの成分のみをフィルタ処理す
る事により検出して満足な結果を得ることもできる。こ
れらの実施例においては、建設的に組み合わせた振幅は
必ずしも必要なものではない。
直交成分の振幅を他の技術で検出することもできる。例
えばこのフィルタ処理された直交成分を自乗することも
できる。同様に別の実施例においては、振幅を検出せず
にフィルタ処理された直交成分を建設的に組み合わせる
こともできる。このような信号処理系によっては、フィ
ルタ処理された直交成分は、フィルタ処理された直交成
分の和、あるいは組み合わせが得られるように生成する
こともできる。同様にある種の環境化では、周波数バー
ストを復号化信号サンプルの成分のみをフィルタ処理す
る事により検出して満足な結果を得ることもできる。こ
れらの実施例においては、建設的に組み合わせた振幅は
必ずしも必要なものではない。
【００１８】本発明の有線通信システムのＣＦＢＤの周
波数バーストの検出は、所定の信号しきい値あるいは、
信号レベルが到達したか、あるいは達成したかに依存す
る。この特定の信号レベルは、実施例に依存するもので
ある。例えば、１個の成分のみを用いる実施例において
は、信号レベルは、負でしきい値を越えるものはより大
きな負の信号値でも良い。本発明の有線通信システムの
ＣＦＢＤは、ＧＭＳＫと組み合わせて使用することに限
定されるものではない。本発明のＣＦＢＤは、周波数バ
ースト信号を用いる有線通信システムにも適応できるも
のである。
波数バーストの検出は、所定の信号しきい値あるいは、
信号レベルが到達したか、あるいは達成したかに依存す
る。この特定の信号レベルは、実施例に依存するもので
ある。例えば、１個の成分のみを用いる実施例において
は、信号レベルは、負でしきい値を越えるものはより大
きな負の信号値でも良い。本発明の有線通信システムの
ＣＦＢＤは、ＧＭＳＫと組み合わせて使用することに限
定されるものではない。本発明のＣＦＢＤは、周波数バ
ースト信号を用いる有線通信システムにも適応できるも
のである。
【００１９】前述のアプローチの利点は、図２に示され
た周波数バーストの実施例とＧＭＳＫに用いられる信号
変調と組み合わせることにより示される。この周波数バ
ーストは、所定の一連の連続的なゼロ信号を含む。同様
にＧＭＳＫは、符号化を提供しゼロの差分ビット値が少
なくとも一部は、９０°すなわちπ／２ラジアンの位相
変化により転送することもできる。それ故にベースバン
ド信号サンプルの位相補償と逆回転により周波数バース
トのようなゼロの一連の差分ビット値の受信により、例
えば信号ノイズのようなエラーの属性を考慮に入れるこ
とにより、本発明の有線通信システムのＣＦＢＤのしき
い値検出機で比較的大きなしきい値を生成する。これ
は、図５に示され同図においては復号化信号サンプル
は、第１象現に集中している。これに対し、周波数バー
スト以外の他の伝送信号が検出されるとこのしきい値検
出機は、本発明の有線通信システムのＣＦＢＤを用いて
別の小さなしきい値を検出しなければならない。このこ
とを図６に示し、同図においては、復号化信号サンプル
はＩ−Ｑ面の単位円の周囲に分布している。かくしてこ
れらの信号サンプルにおいては、信号サンプルの直交成
分例えばＩ成分とＱ成分は、別個にフィルタ処理され
（これは図１の実施例に示されたように）、より小さな
振幅が各フィルタ処理された成分に対し得られる。適切
なしきい値あるいは、信号レベルを選択することにより
しきい値検出機は、周波数バーストの存在を検出する。
そしてこの周波数バーストは、有線を介して伝送される
他の信号に対向するものである。
た周波数バーストの実施例とＧＭＳＫに用いられる信号
変調と組み合わせることにより示される。この周波数バ
ーストは、所定の一連の連続的なゼロ信号を含む。同様
にＧＭＳＫは、符号化を提供しゼロの差分ビット値が少
なくとも一部は、９０°すなわちπ／２ラジアンの位相
変化により転送することもできる。それ故にベースバン
ド信号サンプルの位相補償と逆回転により周波数バース
トのようなゼロの一連の差分ビット値の受信により、例
えば信号ノイズのようなエラーの属性を考慮に入れるこ
とにより、本発明の有線通信システムのＣＦＢＤのしき
い値検出機で比較的大きなしきい値を生成する。これ
は、図５に示され同図においては復号化信号サンプル
は、第１象現に集中している。これに対し、周波数バー
スト以外の他の伝送信号が検出されるとこのしきい値検
出機は、本発明の有線通信システムのＣＦＢＤを用いて
別の小さなしきい値を検出しなければならない。このこ
とを図６に示し、同図においては、復号化信号サンプル
はＩ−Ｑ面の単位円の周囲に分布している。かくしてこ
れらの信号サンプルにおいては、信号サンプルの直交成
分例えばＩ成分とＱ成分は、別個にフィルタ処理され
（これは図１の実施例に示されたように）、より小さな
振幅が各フィルタ処理された成分に対し得られる。適切
なしきい値あるいは、信号レベルを選択することにより
しきい値検出機は、周波数バーストの存在を検出する。
そしてこの周波数バーストは、有線を介して伝送される
他の信号に対向するものである。
【００２０】本発明の有線通信システムのＣＦＢＤは、
様々な利点がある。本発明の検出機のハードウェアの複
雑さは、適合フィルタ処理（matched filtering ）を実
行するのに用いられる。デジタル信号プロセッサあるい
は他のコプロセッサと比較して小さい。本発明のＣＦＢ
Ｄの別の実施例は、前述した信号フィルタ処理および振
幅検出をデジタル的に実行するようプログラムされたＤ
ＳＰを含む。同様に本発明のアプローチは、従来技術に
比較してより小さなパワーが消費されるだけである。本
発明の有線通信システムにＣＦＢＤを用いることによ
り、有線信号パスの受信端におけるピークロードの期
間、様々な利点を提供できる。本発明のＣＦＢＤを用い
ることにより受信端における限られた計算機資源を用い
るだけで音声符号化／復号化、チャネル符号化／復号
化、音声認識等の信号処理動作を実行することができ
る。
様々な利点がある。本発明の検出機のハードウェアの複
雑さは、適合フィルタ処理（matched filtering ）を実
行するのに用いられる。デジタル信号プロセッサあるい
は他のコプロセッサと比較して小さい。本発明のＣＦＢ
Ｄの別の実施例は、前述した信号フィルタ処理および振
幅検出をデジタル的に実行するようプログラムされたＤ
ＳＰを含む。同様に本発明のアプローチは、従来技術に
比較してより小さなパワーが消費されるだけである。本
発明の有線通信システムにＣＦＢＤを用いることによ
り、有線信号パスの受信端におけるピークロードの期
間、様々な利点を提供できる。本発明のＣＦＢＤを用い
ることにより受信端における限られた計算機資源を用い
るだけで音声符号化／復号化、チャネル符号化／復号
化、音声認識等の信号処理動作を実行することができ
る。
【００２１】本発明のアプローチは有線通信システムの
様々な場面で利用できるが例えばある実施例において
は、本発明のＣＦＢＤを有する受信機においては、この
ＣＦＢＤを用いて周波数バーストの存在の検出が可能と
なる。また、本発明のＣＦＢＤは、周波数バーストの大
まかな検出および相関の検出（例えば、ＤＳＰで実現さ
れる）に用いることができ、これにより送信される他の
所定の信号系の存在を確認することができる。同様に一
次的な周波数バーストの検出後、本発明のＣＦＢＤは、
例えば精密な周波数バースト検出を開始するようなデジ
タル信号プロセッサあるいは、他のコプロセッサを中断
させる。この技術を用いて、受信機の大きな計算機資源
を他の信号処理タスクに転用することができる。
様々な場面で利用できるが例えばある実施例において
は、本発明のＣＦＢＤを有する受信機においては、この
ＣＦＢＤを用いて周波数バーストの存在の検出が可能と
なる。また、本発明のＣＦＢＤは、周波数バーストの大
まかな検出および相関の検出（例えば、ＤＳＰで実現さ
れる）に用いることができ、これにより送信される他の
所定の信号系の存在を確認することができる。同様に一
次的な周波数バーストの検出後、本発明のＣＦＢＤは、
例えば精密な周波数バースト検出を開始するようなデジ
タル信号プロセッサあるいは、他のコプロセッサを中断
させる。この技術を用いて、受信機の大きな計算機資源
を他の信号処理タスクに転用することができる。
【００２２】図７は本発明の有線通信システムのＣＦＢ
Ｄの実施例を実現するベクトルコプロセッサ１０００を
示す。このベクトルコプロセッサ１０００は、デジタル
信号処理を用いて本発明のＣＦＢＤを実現するものであ
るが、別のベクトルコプロセッサを用いることも本発明
の範囲内にはいるものである。さらにまた周波数バース
トを検出するために二進デジタル信号以外の信号を処理
することも可能である。
Ｄの実施例を実現するベクトルコプロセッサ１０００を
示す。このベクトルコプロセッサ１０００は、デジタル
信号処理を用いて本発明のＣＦＢＤを実現するものであ
るが、別のベクトルコプロセッサを用いることも本発明
の範囲内にはいるものである。さらにまた周波数バース
トを検出するために二進デジタル信号以外の信号を処理
することも可能である。
【００２３】図７において、ベクトルコプロセッサ１０
００は、キャッシュメモリ（ＲＡＭ）１１００とＣＯＲ
ＤＩＣプロセッサ１３００と算術論理ユニット（ＡＬ
Ｕ）１４００とを含む。このＣＯＲＤＩＣ１３００は、
「"The CORDIC TrigonometricComputing Technique,"
J.E.Volde 著（IRE Transactions on Electronic Compu
ters, September 1959年）」と 「"CORDIC Based VLSI
Architectures for Digital Signal Processing," Yu H
en Hu 著（IEEE Signal Processing Magazine, July, 1
992 年）」に開示されている。同図に示すようにＲＡＭ
１１００とＣＯＲＤＩＣ１３００とＡＬＵ１４００は、
信号バス２１００により結合され、この信号バス２１０
０は例えば１６ビットワードを伝送できる。さらにベク
トルコプロセッサ１０００は、レジスタ１１５０とレジ
スタ１２００とマルチプレクサ１６００，１７００とレ
ジスタ１９００と２０００とマルチプレクサ１８００と
を有し、これらは、図７に示された通り接続されてい
る。
００は、キャッシュメモリ（ＲＡＭ）１１００とＣＯＲ
ＤＩＣプロセッサ１３００と算術論理ユニット（ＡＬ
Ｕ）１４００とを含む。このＣＯＲＤＩＣ１３００は、
「"The CORDIC TrigonometricComputing Technique,"
J.E.Volde 著（IRE Transactions on Electronic Compu
ters, September 1959年）」と 「"CORDIC Based VLSI
Architectures for Digital Signal Processing," Yu H
en Hu 著（IEEE Signal Processing Magazine, July, 1
992 年）」に開示されている。同図に示すようにＲＡＭ
１１００とＣＯＲＤＩＣ１３００とＡＬＵ１４００は、
信号バス２１００により結合され、この信号バス２１０
０は例えば１６ビットワードを伝送できる。さらにベク
トルコプロセッサ１０００は、レジスタ１１５０とレジ
スタ１２００とマルチプレクサ１６００，１７００とレ
ジスタ１９００と２０００とマルチプレクサ１８００と
を有し、これらは、図７に示された通り接続されてい
る。
【００２４】本発明のＣＦＢＤの実施例を実現するため
のベクトルコプロセッサ１０００の動作を図８のフロー
チャートで説明する。同図に示すように、まずデジタル
信号値（ｄθ＋９０゜）がレジスタ１２００に入力され
る。この信号値は、ベースバンド信号サンプルに加えら
れるべき位相補償すなわち位相オフセットを表し、９０
゜の逆回転を含むものである。レジスタ１２００に入力
された信号値は、ＡＬＵ１４００によりマルチプレクサ
１６００と１７００を介して蓄積され、その結果がレジ
スタ１９００にストアされる。このレジスタ１９００に
ストアされた蓄積角を用いて第１のベースバンド信号サ
ンプルの位相を調整する。この位相は、図７のＲＡＭ１
１００内のＩ（０），Ｑ（０）とで示される。この第１
のベースバンド信号サンプルは、ＲＡＭ１１００から信
号バス２１００を介してＣＯＲＤＩＣ１３００に与えら
れる。この実施例においては、全てのベースバンド信号
サンプルは、Ａ／Ｄ変換の後、ｍｅｍ１のメモリ部分に
ストアされる。同様にレジスタ１９００は、ＣＯＲＤＩ
Ｃ１３００に接続され、ＲＡＭ１１００から得られたベ
ースバンド信号サンプルに適応するためにＣＯＲＤＩＣ
１３００用に回転量を信号として提供する。ＣＯＲＤＩ
Ｃ１３００からベースバンド信号サンプルに得られた信
号サンプルは、その後信号バス２１００に提供され、こ
の信号サンプルは、ＲＡＭ１１００に最終的にはストア
される。図７においては、このデジタル信号値は、Ｉ′
（０），Ｑ′（０）として示されｍｅｍ３のメモリ部分
にストアされる。図８のフローチャートは、信号サンプ
ルがストアされる正確なメモリロケーションに関する、
詳細は省いているが、これは単なる説明のためだからで
ある。図８のフローチャートにより示されるように、こ
の実施例においてはこの処理は、全てのベースバンド信
号サンプルが位相調整されるまで継続される。これを実
行するためにレジスタ１９００内にストアされた前の蓄
積値の結果が、ＡＬＵ１４００にマルチプレクサ１７０
０を介して与えられる。そしてデジタル信号値（ｄθ＋
９０゜）が再びＡＬＵ１４００にレジスタ１２００とマ
ルチプレクサ１６００を介して与えられ、その結果Ｉ
（１），Ｑ（１）に適応される位相調整量は、予測位相
オフセットの２倍すなわちｄθ＋１８０゜の逆回転であ
る。またこのベースバンド信号サンプルは、全く異なる
プロセスあるはプロセッサにより復号化することもで
き、そしてこの復号化信号サンプルを直接本発明の別の
実施例に提供することもできる。
のベクトルコプロセッサ１０００の動作を図８のフロー
チャートで説明する。同図に示すように、まずデジタル
信号値（ｄθ＋９０゜）がレジスタ１２００に入力され
る。この信号値は、ベースバンド信号サンプルに加えら
れるべき位相補償すなわち位相オフセットを表し、９０
゜の逆回転を含むものである。レジスタ１２００に入力
された信号値は、ＡＬＵ１４００によりマルチプレクサ
１６００と１７００を介して蓄積され、その結果がレジ
スタ１９００にストアされる。このレジスタ１９００に
ストアされた蓄積角を用いて第１のベースバンド信号サ
ンプルの位相を調整する。この位相は、図７のＲＡＭ１
１００内のＩ（０），Ｑ（０）とで示される。この第１
のベースバンド信号サンプルは、ＲＡＭ１１００から信
号バス２１００を介してＣＯＲＤＩＣ１３００に与えら
れる。この実施例においては、全てのベースバンド信号
サンプルは、Ａ／Ｄ変換の後、ｍｅｍ１のメモリ部分に
ストアされる。同様にレジスタ１９００は、ＣＯＲＤＩ
Ｃ１３００に接続され、ＲＡＭ１１００から得られたベ
ースバンド信号サンプルに適応するためにＣＯＲＤＩＣ
１３００用に回転量を信号として提供する。ＣＯＲＤＩ
Ｃ１３００からベースバンド信号サンプルに得られた信
号サンプルは、その後信号バス２１００に提供され、こ
の信号サンプルは、ＲＡＭ１１００に最終的にはストア
される。図７においては、このデジタル信号値は、Ｉ′
（０），Ｑ′（０）として示されｍｅｍ３のメモリ部分
にストアされる。図８のフローチャートは、信号サンプ
ルがストアされる正確なメモリロケーションに関する、
詳細は省いているが、これは単なる説明のためだからで
ある。図８のフローチャートにより示されるように、こ
の実施例においてはこの処理は、全てのベースバンド信
号サンプルが位相調整されるまで継続される。これを実
行するためにレジスタ１９００内にストアされた前の蓄
積値の結果が、ＡＬＵ１４００にマルチプレクサ１７０
０を介して与えられる。そしてデジタル信号値（ｄθ＋
９０゜）が再びＡＬＵ１４００にレジスタ１２００とマ
ルチプレクサ１６００を介して与えられ、その結果Ｉ
（１），Ｑ（１）に適応される位相調整量は、予測位相
オフセットの２倍すなわちｄθ＋１８０゜の逆回転であ
る。またこのベースバンド信号サンプルは、全く異なる
プロセスあるはプロセッサにより復号化することもで
き、そしてこの復号化信号サンプルを直接本発明の別の
実施例に提供することもできる。
【００２５】この復号化信号サンプルが得られると、得
られた復号化信号サンプルの直交成分がフィルタ処理さ
れる。これは図７に示した構成を用いて次のように行わ
れる。この実施例においては、カウンタ（図示せず）が
ゼロにセットされ、図７のポインタ５５は、復号化信号
サンプルを含む第１のアドレス、例えばｍｅｍ３がＲＡ
Ｍ１１００内にセットされる。信号バス２１００とマル
チプレクサ１６００を介して、この信号サンプルの成分
がＡＬＵ１４００に与えられる。同様にマルチプレクサ
１７００を介してレジスタ１９００の現在の内容がＡＬ
Ｕ１４００に与えられ、繰り返し処理を実行する。例え
ば、復号化信号サンプルのＩ成分をフィルタ処理するた
めにレジスタ１９００はゼロに設定される。かくしてこ
の実施例においては、復号化信号サンプルのＩ成分は、
まずＡＬＵ１４００を用いて蓄積される。これは、カウ
ンタとポインタを連続的に増分して、次の同相成分を含
むＲＡＭ１１００内の次のメモリアドレスを指示する。
通常これは復号化信号サンプルは、連続的に隣接するメ
モリロケーション内にストアされている各信号サンプル
の同相成分と直交相成分とでもって連続的にストアされ
ていると仮定することにより増分する。同様にＲＡＭ１
１００は、実施例によって調整されるウィンドウサイズ
を有する。かくしてこのカウンタは、カウンタがウィン
ドウサイズに到達するまで増分される。ウィンドウサイ
ズの選択に関する考慮すべき点を下記する。前述のルー
プを実行することによりこのカウンタが、この実施例に
おいてウィンドウサイズに到達するとレジスタ１９００
は、ウィンドウ内の復号化信号サンプルの全ての同相成
分の和を有しなければならない。復号化信号サンプルの
同相成分の移動平均フィルタ以外の他のフィルタ、例え
ばローパスフィルタは、ＡＬＵ１４００を用いることに
より実現することもできる。
られた復号化信号サンプルの直交成分がフィルタ処理さ
れる。これは図７に示した構成を用いて次のように行わ
れる。この実施例においては、カウンタ（図示せず）が
ゼロにセットされ、図７のポインタ５５は、復号化信号
サンプルを含む第１のアドレス、例えばｍｅｍ３がＲＡ
Ｍ１１００内にセットされる。信号バス２１００とマル
チプレクサ１６００を介して、この信号サンプルの成分
がＡＬＵ１４００に与えられる。同様にマルチプレクサ
１７００を介してレジスタ１９００の現在の内容がＡＬ
Ｕ１４００に与えられ、繰り返し処理を実行する。例え
ば、復号化信号サンプルのＩ成分をフィルタ処理するた
めにレジスタ１９００はゼロに設定される。かくしてこ
の実施例においては、復号化信号サンプルのＩ成分は、
まずＡＬＵ１４００を用いて蓄積される。これは、カウ
ンタとポインタを連続的に増分して、次の同相成分を含
むＲＡＭ１１００内の次のメモリアドレスを指示する。
通常これは復号化信号サンプルは、連続的に隣接するメ
モリロケーション内にストアされている各信号サンプル
の同相成分と直交相成分とでもって連続的にストアされ
ていると仮定することにより増分する。同様にＲＡＭ１
１００は、実施例によって調整されるウィンドウサイズ
を有する。かくしてこのカウンタは、カウンタがウィン
ドウサイズに到達するまで増分される。ウィンドウサイ
ズの選択に関する考慮すべき点を下記する。前述のルー
プを実行することによりこのカウンタが、この実施例に
おいてウィンドウサイズに到達するとレジスタ１９００
は、ウィンドウ内の復号化信号サンプルの全ての同相成
分の和を有しなければならない。復号化信号サンプルの
同相成分の移動平均フィルタ以外の他のフィルタ、例え
ばローパスフィルタは、ＡＬＵ１４００を用いることに
より実現することもできる。
【００２６】復号化信号サンプルの同相成分がフィルタ
処理されると、この復号化信号サンプルのフィルタ処理
された成分の振幅が決定される。図７においてこれはマ
ルチプレクサ１８００により示されており、そこではレ
ジスタ１９００のサインビット（Ｓ）がＡＬＵ１４００
に与えられる。復号化信号サンプルのフィルタ処理され
た同相成分が負の場合（レジスタ１９００内にストアさ
れた信号値のサインビットにより示される）には、レジ
スタ１９００内にストアされた信号値は、マルチプレク
サ１７００を介してＡＬＵ１４００にフィードバックさ
れ、その結果信号値の「１の補数」が決定されレジスタ
２０００にストアされる。別法として信号値の振幅が負
でない場合には、その信号値は、「１の補数」を取るこ
となくレジスタ２０００にストアされる。図９に示すよ
うに復号化信号サンプルのフィルタ処理された同相成分
の振幅が決定されると同一のプロセスが同じく復号化信
号サンプルの直交相成分にも繰り返される。かくしてこ
の直交相成分は、ＡＬＵ１４００によりフィルタ処理さ
れ振幅が検出される。図９に示すようにこのプロセスが
完了すると、レジスタ１９００内に含まれる信号値は、
復号化信号サンプルの直交相成分の「絶対」フィルタ処
理された振幅を含み、レジスタ２０００内に含まれる信
号値と加算される、すなわち建設的に組み合わされる。
そしてこのレジスタ２０００は、復号化信号サンプルの
フィルタ処理された直交相成分の絶対振幅を含んでい
る。最後にしきい値すなわち信号レベルがレジスタ１２
００に与えられ、そしてＡＬＵ１４００にマルチプレク
サ１６００を介して供給され、そこで復号化信号サンプ
ルのフィルタ処理された直交相成分の振幅を重ね合わ
せ、すなわち蓄積された値がＡＬＵ１４００にマルチプ
レクサ１７００を介して与えられる。別の実施例におい
ては、この復号化信号サンプルの１つの成分のみをフィ
ルタ処理するだけで充分である。かくしてこれらの実施
例においては、フィルタ処理された直交相成分の振幅を
検出する必要はない。その理由は、建設的に組み合わさ
れた振幅値は、考慮されてないからである。同様に便宜
上ある実施例においては、しきい値の検出は、フィルタ
処理された成分を負のデジタル信号値に例えばＡＬＵ１
４００で比較することが含まれる。
処理されると、この復号化信号サンプルのフィルタ処理
された成分の振幅が決定される。図７においてこれはマ
ルチプレクサ１８００により示されており、そこではレ
ジスタ１９００のサインビット（Ｓ）がＡＬＵ１４００
に与えられる。復号化信号サンプルのフィルタ処理され
た同相成分が負の場合（レジスタ１９００内にストアさ
れた信号値のサインビットにより示される）には、レジ
スタ１９００内にストアされた信号値は、マルチプレク
サ１７００を介してＡＬＵ１４００にフィードバックさ
れ、その結果信号値の「１の補数」が決定されレジスタ
２０００にストアされる。別法として信号値の振幅が負
でない場合には、その信号値は、「１の補数」を取るこ
となくレジスタ２０００にストアされる。図９に示すよ
うに復号化信号サンプルのフィルタ処理された同相成分
の振幅が決定されると同一のプロセスが同じく復号化信
号サンプルの直交相成分にも繰り返される。かくしてこ
の直交相成分は、ＡＬＵ１４００によりフィルタ処理さ
れ振幅が検出される。図９に示すようにこのプロセスが
完了すると、レジスタ１９００内に含まれる信号値は、
復号化信号サンプルの直交相成分の「絶対」フィルタ処
理された振幅を含み、レジスタ２０００内に含まれる信
号値と加算される、すなわち建設的に組み合わされる。
そしてこのレジスタ２０００は、復号化信号サンプルの
フィルタ処理された直交相成分の絶対振幅を含んでい
る。最後にしきい値すなわち信号レベルがレジスタ１２
００に与えられ、そしてＡＬＵ１４００にマルチプレク
サ１６００を介して供給され、そこで復号化信号サンプ
ルのフィルタ処理された直交相成分の振幅を重ね合わ
せ、すなわち蓄積された値がＡＬＵ１４００にマルチプ
レクサ１７００を介して与えられる。別の実施例におい
ては、この復号化信号サンプルの１つの成分のみをフィ
ルタ処理するだけで充分である。かくしてこれらの実施
例においては、フィルタ処理された直交相成分の振幅を
検出する必要はない。その理由は、建設的に組み合わさ
れた振幅値は、考慮されてないからである。同様に便宜
上ある実施例においては、しきい値の検出は、フィルタ
処理された成分を負のデジタル信号値に例えばＡＬＵ１
４００で比較することが含まれる。
【００２７】このしきい値処理の終了後、しきい値に適
合すると図９に示すように中断（interrupt ）が開始
し、例えば付属のプロセッサに送られて、精密な修正が
開始される。本明細書においては、しきい値に適合する
あるいはそれを越えることは、しきい値信号レベルの振
幅を越える振幅を有することを意味するが、このことは
負の信号および正の信号についても便宜上実行できるも
のとする。別法としてしきい値に到達できない場合に
は、ポインタは、増分して復号化信号サンプルの次の連
続するウィンドウがフィルタ処理される。これを図８，
９に示す。
合すると図９に示すように中断（interrupt ）が開始
し、例えば付属のプロセッサに送られて、精密な修正が
開始される。本明細書においては、しきい値に適合する
あるいはそれを越えることは、しきい値信号レベルの振
幅を越える振幅を有することを意味するが、このことは
負の信号および正の信号についても便宜上実行できるも
のとする。別法としてしきい値に到達できない場合に
は、ポインタは、増分して復号化信号サンプルの次の連
続するウィンドウがフィルタ処理される。これを図８，
９に示す。
【００２８】ウィンドウを用いる実施例においては、信
号サンプルの次のウィンドウの計算を実行する際に計算
時間とパワーをセーブする１つのアプローチは、次の信
号サンプルの成分（例としては、特定の和に依存するＩ
成分あるいはＱ成分のいずれか）を信号サンプルの前に
加算し、このストアされた和から最も古いすなわち第１
の信号サンプル成分を減算することを含む。かくして次
のウィンドウサイズの値は、中間の信号サンプル成分の
値を繰り返し加算することなく得ることができる。
号サンプルの次のウィンドウの計算を実行する際に計算
時間とパワーをセーブする１つのアプローチは、次の信
号サンプルの成分（例としては、特定の和に依存するＩ
成分あるいはＱ成分のいずれか）を信号サンプルの前に
加算し、このストアされた和から最も古いすなわち第１
の信号サンプル成分を減算することを含む。かくして次
のウィンドウサイズの値は、中間の信号サンプル成分の
値を繰り返し加算することなく得ることができる。
【００２９】本発明の有線通信システムのＣＦＢＤの別
の側面は、ウィンドウサイズの選択である。このウィン
ドウサイズは、復号化信号サンプルの直交相成分のフィ
ルタ処理に関連する。このウィンドウサイズの選択は、
様々な要件の妥協の産物である。例えば、比較的大きい
すなわち長い信号サンプルのウィンドウが採用されると
（例えば周波数バーストの予測信号サンプル長の近傍
で）、検出の信号レベルは比較的高めに設定される。こ
れにより周波数バースト検出のポテンシャルを減少させ
るが周波数バーストが存在する場合、良好な境界条件で
もって周波数バーストを検出することができない可能性
が増大する。別法として、このウィンドウサイズを比較
的小さく選択するとこの場合、周波数バーストの検出の
失敗の可能性は、減少するが、誤検出の可能性が増大す
る。
の側面は、ウィンドウサイズの選択である。このウィン
ドウサイズは、復号化信号サンプルの直交相成分のフィ
ルタ処理に関連する。このウィンドウサイズの選択は、
様々な要件の妥協の産物である。例えば、比較的大きい
すなわち長い信号サンプルのウィンドウが採用されると
（例えば周波数バーストの予測信号サンプル長の近傍
で）、検出の信号レベルは比較的高めに設定される。こ
れにより周波数バースト検出のポテンシャルを減少させ
るが周波数バーストが存在する場合、良好な境界条件で
もって周波数バーストを検出することができない可能性
が増大する。別法として、このウィンドウサイズを比較
的小さく選択するとこの場合、周波数バーストの検出の
失敗の可能性は、減少するが、誤検出の可能性が増大す
る。
【００３０】ウィンドウサイズに関する他の側面は、位
相補償である。図４に示すように本発明の有線通信シス
テムのＣＦＢＤの実施例における位相補償を提供するの
が好ましい。しかし位相補償が行われないこれらの実施
例に対しては、比較的小さなウィンドウサイズをまず選
択して復号化信号サンプルの直交相成分をフィルタ処理
することが望ましい。このような実施例においては、未
補償の発信機周波数オフセットエラーは、図５に示すよ
うなＩ−Ｑ面内の復号化信号サンプルの所望の集団に悪
影響を及ぼし、そして少なくともＣＦＢＤの性能を若干
劣化させる。詳述するとこの復号化信号サンプルは、集
団を形成する可能性は少なく、発信機周波数オフセット
エラーの存在に起因して、Ｉ−Ｑ面内の単位サークルの
周辺に相互に間隔を取って配置される可能性が高い。こ
の発信機周波数オフセットエラーが蓄積して大きくなる
とこの復号化信号サンプルは、Ｉ軸あるいはＱ軸に近く
なり実際の動作におけるフィルタ処理された直交成分の
１つに影響を及ぼす。しかしより小さなウィンドウサイ
ズを用いることは、より小さな信号レベルの検出の可能
性を増加させこれは、未補償の発信機周波数オフセット
エラーの蓄積があるにも係わらず言えることである。か
くして満足すべき性能が得られることになる。
相補償である。図４に示すように本発明の有線通信シス
テムのＣＦＢＤの実施例における位相補償を提供するの
が好ましい。しかし位相補償が行われないこれらの実施
例に対しては、比較的小さなウィンドウサイズをまず選
択して復号化信号サンプルの直交相成分をフィルタ処理
することが望ましい。このような実施例においては、未
補償の発信機周波数オフセットエラーは、図５に示すよ
うなＩ−Ｑ面内の復号化信号サンプルの所望の集団に悪
影響を及ぼし、そして少なくともＣＦＢＤの性能を若干
劣化させる。詳述するとこの復号化信号サンプルは、集
団を形成する可能性は少なく、発信機周波数オフセット
エラーの存在に起因して、Ｉ−Ｑ面内の単位サークルの
周辺に相互に間隔を取って配置される可能性が高い。こ
の発信機周波数オフセットエラーが蓄積して大きくなる
とこの復号化信号サンプルは、Ｉ軸あるいはＱ軸に近く
なり実際の動作におけるフィルタ処理された直交成分の
１つに影響を及ぼす。しかしより小さなウィンドウサイ
ズを用いることは、より小さな信号レベルの検出の可能
性を増加させこれは、未補償の発信機周波数オフセット
エラーの蓄積があるにも係わらず言えることである。か
くして満足すべき性能が得られることになる。
【００３１】本発明のＣＦＢＤのさらに別の実施例にお
いては、適合形のウィンドウサイズが用いられる。この
実施例においては、比較的小さなウィンドウサイズがま
ず周波数バースト検出に用いられる。この周波数バース
トが一時的に識別されると発信機周波数オフセットエラ
ーあるいは、位相オフセットエラーが検出されたバース
トに基づいて予測される。これは、本発明においては、
発信機周波数オフセットエラー予測機でもって実行され
る。位相あるいは周波数のオフセットエラーが予測され
るとこの信号サンプルは、修正されるすなわち位相補償
され、比較的大きなウィンドウサイズを用いてその後周
波数バーストの存在を確認する。この周波数バーストが
確認されると、さらに信号処理がその後行われる。この
アプローチの利点は、比較的大きな位相あるいは周波数
オフセットエラーが存在するような状況下において、比
較的小さなウィンドウサイズが大きなウィンドウサイズ
よりも本発明のＣＦＢＤに対し、より良好な周波数バー
スト検出を提供できる。しかし誤り検出のレートは、比
較的小さなウィンドウサイズでもって増加する。一方、
位相あるいは周波数オフセットが極めて小さいと大きな
ウィンドウサイズは、より良好な周波数バースト検出結
果を与えることになる。このことは図１０に示され、同
図においては、ウィンドウサイズと位相あるいは周波数
オフセットの別の可能性に対するポテンシャル周波数バ
ースト検出が示されている。前述の適合形のアプローチ
は、周波数バーストを検出するために別のサイズのウィ
ンドウの利点を採用している。
いては、適合形のウィンドウサイズが用いられる。この
実施例においては、比較的小さなウィンドウサイズがま
ず周波数バースト検出に用いられる。この周波数バース
トが一時的に識別されると発信機周波数オフセットエラ
ーあるいは、位相オフセットエラーが検出されたバース
トに基づいて予測される。これは、本発明においては、
発信機周波数オフセットエラー予測機でもって実行され
る。位相あるいは周波数のオフセットエラーが予測され
るとこの信号サンプルは、修正されるすなわち位相補償
され、比較的大きなウィンドウサイズを用いてその後周
波数バーストの存在を確認する。この周波数バーストが
確認されると、さらに信号処理がその後行われる。この
アプローチの利点は、比較的大きな位相あるいは周波数
オフセットエラーが存在するような状況下において、比
較的小さなウィンドウサイズが大きなウィンドウサイズ
よりも本発明のＣＦＢＤに対し、より良好な周波数バー
スト検出を提供できる。しかし誤り検出のレートは、比
較的小さなウィンドウサイズでもって増加する。一方、
位相あるいは周波数オフセットが極めて小さいと大きな
ウィンドウサイズは、より良好な周波数バースト検出結
果を与えることになる。このことは図１０に示され、同
図においては、ウィンドウサイズと位相あるいは周波数
オフセットの別の可能性に対するポテンシャル周波数バ
ースト検出が示されている。前述の適合形のアプローチ
は、周波数バーストを検出するために別のサイズのウィ
ンドウの利点を採用している。
【００３２】本発明においては、ベースバンド信号サン
プルの位相が調整され、復号化信号サンプルの同相成分
がフィルタ処理されそしてその振幅が検出され、この復
号化信号サンプルの直交相成分がフィルタ処理されそし
てその振幅が検出され、その後２つの振幅が建設的に組
み合わされてしきい値処理されている。しかし、本発明
は、これに限定さるものではない。例えば、この動作の
シーケンスは、図７の構成に関連する効率を高めるため
に選択される。かくして多くの別の構成あるいは別の動
作シーケンスが採用される。例えば、位相調整は、単一
のベースバンドシーケンスに同時に適応され、そしてフ
ィルタ処理が単一の復号化信号サンプルに同時に適応さ
れ、例えば、復号化信号サンプルのフィルタ処理を開始
する前に全てのベースバンド信号サンプルの位相調整を
行わずに繰り返して行われる。同様に同相成分と直交相
成分のフィルタ処理は、これらのフィルタ処理された成
分の振幅を検出する前に完了し、これは、前述のアプロ
ーチとは、全く異なるものである。さらに他の実施例に
おいては、１個の成分のみがフィルタ処理され、ベース
バンド信号サンプルの処理を行う変わりに復号化信号サ
ンプルが直接提供される。
プルの位相が調整され、復号化信号サンプルの同相成分
がフィルタ処理されそしてその振幅が検出され、この復
号化信号サンプルの直交相成分がフィルタ処理されそし
てその振幅が検出され、その後２つの振幅が建設的に組
み合わされてしきい値処理されている。しかし、本発明
は、これに限定さるものではない。例えば、この動作の
シーケンスは、図７の構成に関連する効率を高めるため
に選択される。かくして多くの別の構成あるいは別の動
作シーケンスが採用される。例えば、位相調整は、単一
のベースバンドシーケンスに同時に適応され、そしてフ
ィルタ処理が単一の復号化信号サンプルに同時に適応さ
れ、例えば、復号化信号サンプルのフィルタ処理を開始
する前に全てのベースバンド信号サンプルの位相調整を
行わずに繰り返して行われる。同様に同相成分と直交相
成分のフィルタ処理は、これらのフィルタ処理された成
分の振幅を検出する前に完了し、これは、前述のアプロ
ーチとは、全く異なるものである。さらに他の実施例に
おいては、１個の成分のみがフィルタ処理され、ベース
バンド信号サンプルの処理を行う変わりに復号化信号サ
ンプルが直接提供される。
【００３３】有線通信システムを介して伝送されるベー
スバンド信号の周波数バーストの検出方法は、次のよう
に行われる。周波数バーストが有線通信システムの受信
端で検出される。この有線通信システムを介して伝送さ
れるベースバンド信号が処理され復号化信号が得られ
る。通常これは、ベースバンド信号をベースバンド信号
サンプルに、Ａ／Ｄ変換を用いて変換し、その後ベース
バンド信号サンプルの位相を調整することにより行われ
る。図７に示すように、ＣＯＲＤＩＣプロセッサを用い
て位相調整を行うこともできる。これにより復号化信号
サンプルが得られ、位相調整は他の実施例においては、
省略することができる。同様にある実施例においては、
位相調整は、逆回転あるいは位相補償を含むものであ
る。ベースバンド信号から得られた復号化信号サンプル
のある成分則ち直交相成分がフィルタ処理される、例え
ば移動平均フィルタ処理される。個別の信号サンプルが
生成されないような実施例においては、復号化信号サン
プルの１成分あるいは２つの直交成分をフィルタ処理す
ることもできる。通常同相成分と直交相成分は、別個に
フィルタ処理される。フィルタ処理された直交成分の振
幅が検出される。これは、様々な方法で実行され、フィ
ルタ処理された直交成分の振幅を建設的に組み合わせる
ために行われる。しかし、１つの成分のみがフィルタ処
理される実施例では、このステップは省略することがで
きる。この組み合わされた振幅はしきい値処理されて周
波数バーストが検出されたか否かが決定される。しか
し、１つの成分がフィルタ処理される実施例において
は、このフィルタ処理された成分は、直接しきい値処理
される。
スバンド信号の周波数バーストの検出方法は、次のよう
に行われる。周波数バーストが有線通信システムの受信
端で検出される。この有線通信システムを介して伝送さ
れるベースバンド信号が処理され復号化信号が得られ
る。通常これは、ベースバンド信号をベースバンド信号
サンプルに、Ａ／Ｄ変換を用いて変換し、その後ベース
バンド信号サンプルの位相を調整することにより行われ
る。図７に示すように、ＣＯＲＤＩＣプロセッサを用い
て位相調整を行うこともできる。これにより復号化信号
サンプルが得られ、位相調整は他の実施例においては、
省略することができる。同様にある実施例においては、
位相調整は、逆回転あるいは位相補償を含むものであ
る。ベースバンド信号から得られた復号化信号サンプル
のある成分則ち直交相成分がフィルタ処理される、例え
ば移動平均フィルタ処理される。個別の信号サンプルが
生成されないような実施例においては、復号化信号サン
プルの１成分あるいは２つの直交成分をフィルタ処理す
ることもできる。通常同相成分と直交相成分は、別個に
フィルタ処理される。フィルタ処理された直交成分の振
幅が検出される。これは、様々な方法で実行され、フィ
ルタ処理された直交成分の振幅を建設的に組み合わせる
ために行われる。しかし、１つの成分のみがフィルタ処
理される実施例では、このステップは省略することがで
きる。この組み合わされた振幅はしきい値処理されて周
波数バーストが検出されたか否かが決定される。しか
し、１つの成分がフィルタ処理される実施例において
は、このフィルタ処理された成分は、直接しきい値処理
される。
【図１】本発明の無線通信システムに用いられる粗周波
数バースト検出機（coarse frequency burst detector
（ＣＦＢＤ））の１実施例を表すブロック図
数バースト検出機（coarse frequency burst detector
（ＣＦＢＤ））の１実施例を表すブロック図
【図２】有線通信システムに用いられるような周波数バ
ーストの実施例を表すダイヤグラムで、この周波数バー
ストは、本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機により検出される。
ーストの実施例を表すダイヤグラムで、この周波数バー
ストは、本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機により検出される。
【図３】最小位相シフトキーイング（minimum phase sh
ift keyed （ＭＳＫ））に対する同相−直交相（Ｉ−
Ｑ）面における理想的な信号点配置を示す。この信号点
配置は、ガウス分布最小位相シフトキーイング（ＧＭＳ
Ｋ）を用いることにより得られた信号系を表示する。
ift keyed （ＭＳＫ））に対する同相−直交相（Ｉ−
Ｑ）面における理想的な信号点配置を示す。この信号点
配置は、ガウス分布最小位相シフトキーイング（ＧＭＳ
Ｋ）を用いることにより得られた信号系を表示する。
【図４】本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機（ＣＦＢＤ）の１実施例の動作の種々の面を示
す同相−直交相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルを表す図
ト検出機（ＣＦＢＤ）の１実施例の動作の種々の面を示
す同相−直交相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルを表す図
【図５】本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機（ＣＦＢＤ）の１実施例の動作の種々の面を示
す同相−直交相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルを表す図
ト検出機（ＣＦＢＤ）の１実施例の動作の種々の面を示
す同相−直交相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルを表す図
【図６】本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機（ＣＦＢＤ）の１実施例の動作の種々の面を示
す同相−直交相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルを表す図
ト検出機（ＣＦＢＤ）の１実施例の動作の種々の面を示
す同相−直交相（Ｉ−Ｑ）面の信号サンプルを表す図
【図７】本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機（ＣＦＢＤ）のブロック図
ト検出機（ＣＦＢＤ）のブロック図
【図８】本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機（ＣＦＢＤ）の動作を示すフローチャート図
ト検出機（ＣＦＢＤ）の動作を示すフローチャート図
【図９】本発明の有線通信システム用の粗周波数バース
ト検出機（ＣＦＢＤ）の動作を示すフローチャート図
ト検出機（ＣＦＢＤ）の動作を示すフローチャート図
【図１０】本発明の有線通信システムに用いられる粗周
波数バースト検出機（ＣＦＢＤ）により得られたウィン
ドウサイズと位相オフセットエラーと周波数オフセット
エラーの変動の影響を表す図
波数バースト検出機（ＣＦＢＤ）により得られたウィン
ドウサイズと位相オフセットエラーと周波数オフセット
エラーの変動の影響を表す図
５５ ポインタ １００ 位相シフタ １１０ 位相コンペンセータ １２０ ディローテータ ３００，４００ 移動平均（ＭＡ）フィルタ ５００，６００ 絶対振幅検出機 ７００ アキュームレータ ８００ 信号しきい値検出機 ９５０ 粗周波数バースト検出機 １０００ ベクトルコプロセッサ １１００ キャッシュメモリ（ＲＡＭ） １１５０ ，１２００，１９００，２０００ レジスタ １３００ ＣＯＲＤＩＣプロセッサ １４００ 算術論理ユニット（ＡＬＵ） １６００，１７００，１８００ マルチプレクサ ２１００ 信号バス
Claims (10)
- 【請求項１】 有線通信システムの受信端においてベー
スバンド信号内の周波数バーストを検出する方法におい
て、 （Ａ）前記有線通信システムを介して伝送されるベース
バンド信号から得られた復号化信号サンプルの成分を移
動平均フィルタ処理するステップと、 （Ｂ）前記フィルタ処理された成分をしきい値処理する
ステップと、からなることを特徴とする有線通信システ
ムの周波数バーストの検出方法。 - 【請求項２】 有線通信システムの受信端においてベー
スバンド信号内の周波数バーストを検出する方法におい
て、 （Ａ）前記有線通信システムを介して伝送されるベース
バンド信号から得られた復号化信号サンプルの直交する
成分を個別にフィルタ処理するステップと、 （Ｂ）前記個別にフィルタ処理された直交する成分を組
み合わせるステップと、 （Ｃ）この組み合わせた振幅をしきい値処理するステッ
プと、からなることを特徴とする有線通信システムの周
波数バーストの検出方法。 - 【請求項３】 前記（Ａ）ステップの前に、 （Ｄ）前記有線通信システムを介して伝送されたベース
バンド信号から復号化デジタルサンプルを抽出するステ
ップをさらに有することを特徴とする請求項２の方法。 - 【請求項４】 前記（Ｄ）のステップは、 （Ｄ１）ベースバンド信号をベースバンド信号サンプル
に変換するステップと、 （Ｄ２）ベースバンド信号サンプルの位相を調整するス
テップとからなることを特徴とする請求項３の方法。 - 【請求項５】 前記（Ａ）のステップは、 （Ａ１）復号化信号サンプルの同相成分と直交相成分を
個別にフィルタ処理するステップを含むことを特徴とす
る請求項４の方法。 - 【請求項６】 前記（Ａ１）のステップは、同相成分と
直交相成分を個別に移動平均フィルタ処理するステップ
を含むことを特徴とする請求項５の方法。 - 【請求項７】 前記（Ｂ）のステップは、 （Ｂ１）個別にフィルタ処理された直交成分の各々のサ
インを検出するステップと、 （Ｂ２）振幅を検出するためにいずれか負のフィルタ処
理された直交成分の補数を取るステップと、 （Ｂ３）個別にフィルタ処理された直交成分の振幅を結
合するステップとを含むことを特徴とする請求項４の方
法。 - 【請求項８】 有線通信システムの受信端に用いられる
粗周波数バースト検出機において、 （Ａ）復号化信号サンプルの成分をフィルタ処理するデ
ジタル信号フィルタ（３００，４００）と、前記復号化
信号サンプルは有線通信システムを介して伝送されたベ
ースバンド信号から得られ、 （Ｂ）所定の信号レベルに関し、復号化信号サンプルの
フィルタ処理された成分の信号レベルをしきい値処理す
るしきい値検出機とを含むことを特徴とする粗周波数バ
ースト検出機。 - 【請求項９】 有線通信システムの受信端に用いられる
粗周波数バースト検出機において、 （Ａ）復号化信号サンプルの直交成分をフィルタ処理す
るデジタル信号フィルタ（３００，４００）と、前記復
号化信号サンプルは有線通信システムを介して伝送され
たベースバンド信号から得られ、 （Ｂ）前記フィルタ処理された直交成分の振幅を得るた
めのアキュームレータ（７００）と、 （Ｃ）前記結合された振幅の信号レベルをしきい値処理
するしきい値検出機（８００）とからなることを特徴と
する粗周波数バースト検出機。 - 【請求項１０】 （Ｄ）復号化信号サンプルを生成する
ために有線通信システムを介して伝送されたベースバン
ド信号から得られたベースバンド信号サンプルの位相を
調整するデジタル信号位相シフタ（１００）をさらに含
むことを特徴とする請求項９の検出機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/357,804 US5748680A (en) | 1994-12-16 | 1994-12-16 | Coarse frequency burst detector for a wireline communications system |
| US357804 | 1994-12-16 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237319A true JPH08237319A (ja) | 1996-09-13 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP7347536A Pending JPH08237319A (ja) | 1994-12-16 | 1995-12-18 | 有線通信システムにおける周波数バーストの検出方法とそのシステム |
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|---|---|
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| JP (1) | JPH08237319A (ja) |
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| CN (1) | CN1139327A (ja) |
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