JPH08242196A - ダイバーシチ等化装置 - Google Patents
ダイバーシチ等化装置Info
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- JPH08242196A JPH08242196A JP7068873A JP6887395A JPH08242196A JP H08242196 A JPH08242196 A JP H08242196A JP 7068873 A JP7068873 A JP 7068873A JP 6887395 A JP6887395 A JP 6887395A JP H08242196 A JPH08242196 A JP H08242196A
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Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 演算量を増やすことなく簡易な方法で伝搬推
定誤差を防止し、誤り率を向上させうるダイバーシチ等
化装置を提供する。 【構成】 第１受信系２１と第２受信系２２の受信信号
を受信して各々の伝搬状況の推定を行い、その結果をも
とに最尤系列推定を行って等化復調を行うダイバーシチ
等化装置であって、伝搬状況の推定を行うマッチドフィ
ルタ２３，２４の遅延時間を第１受信系２１では１シン
ボル対応とし、第２受信系２２では１／２シンボル対応
として互いに異ならしめた。
定誤差を防止し、誤り率を向上させうるダイバーシチ等
化装置を提供する。 【構成】 第１受信系２１と第２受信系２２の受信信号
を受信して各々の伝搬状況の推定を行い、その結果をも
とに最尤系列推定を行って等化復調を行うダイバーシチ
等化装置であって、伝搬状況の推定を行うマッチドフィ
ルタ２３，２４の遅延時間を第１受信系２１では１シン
ボル対応とし、第２受信系２２では１／２シンボル対応
として互いに異ならしめた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、陸上移動通信における
ディジタルＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access
：時分割多重アクセス）信号伝送、特にマルチパスフ
ェージングを含むレイリーフェージングなどの空間伝搬
路歪の影響が大きい高速のディジタル信号伝送における
適応型等化方式を用いたダイバーシチ等化装置に関す
る。
ディジタルＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access
：時分割多重アクセス）信号伝送、特にマルチパスフ
ェージングを含むレイリーフェージングなどの空間伝搬
路歪の影響が大きい高速のディジタル信号伝送における
適応型等化方式を用いたダイバーシチ等化装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】現在標準化されている日本ディジタル自
動車・携帯電話方式（ＰＤＣ方式：Public Digital Cel
lular ）やディジタルコードレス電話方式（ＰＨＳ方
式：Personal Handy phone System ）では、空間伝搬歪
の影響が無視できる程度に、伝送速度を抑え、適応型等
化器は使用していない。しかし、近い将来伝送容量を増
加したり、高速データを伝送する場合には伝送速度を高
くする必要があり、それにより空間伝搬歪の影響が無視
できなくなるため、それを補償する等化器が必須にな
る。等化方式は種々の方式が考案されているが、いずれ
も伝搬路の歪みを推定し、受信データの判定をおこなう
ものである。したがって、種々のマルチパスフェージン
グに対してこの伝搬推定をいかにして一致させるかが等
化器の性能を決定する鍵となる。等化方式のうち、２系
統の受信信号のレプリカから最尤系列推定を行う方式
は、演算量は多いものの等化能力が他の方式より優れて
おり、通常シンボル間隔のタップを有するトランスバー
サル型の適応フィルタをマッチドフィルタとして使用す
る。性能を重視すれば、マッチドフィルタのタップを分
数間隔に配置し、伝搬状況の推定精度を上げればよい。
しかし、８相ＰＳＫ（PhaseShift Keying）変調のよう
に多相の場合には、信号点の数が多いことから、計算量
が膨大となり、実現が困難となる欠点がある。
動車・携帯電話方式（ＰＤＣ方式：Public Digital Cel
lular ）やディジタルコードレス電話方式（ＰＨＳ方
式：Personal Handy phone System ）では、空間伝搬歪
の影響が無視できる程度に、伝送速度を抑え、適応型等
化器は使用していない。しかし、近い将来伝送容量を増
加したり、高速データを伝送する場合には伝送速度を高
くする必要があり、それにより空間伝搬歪の影響が無視
できなくなるため、それを補償する等化器が必須にな
る。等化方式は種々の方式が考案されているが、いずれ
も伝搬路の歪みを推定し、受信データの判定をおこなう
ものである。したがって、種々のマルチパスフェージン
グに対してこの伝搬推定をいかにして一致させるかが等
化器の性能を決定する鍵となる。等化方式のうち、２系
統の受信信号のレプリカから最尤系列推定を行う方式
は、演算量は多いものの等化能力が他の方式より優れて
おり、通常シンボル間隔のタップを有するトランスバー
サル型の適応フィルタをマッチドフィルタとして使用す
る。性能を重視すれば、マッチドフィルタのタップを分
数間隔に配置し、伝搬状況の推定精度を上げればよい。
しかし、８相ＰＳＫ（PhaseShift Keying）変調のよう
に多相の場合には、信号点の数が多いことから、計算量
が膨大となり、実現が困難となる欠点がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】高速ディジタル移動通
信では、送受信点がたえず変化するため、それに伴って
遅延波の位置も変化する。このような伝搬条件では、伝
搬推定にもちいるマッチドフィルタの構成上の制限から
推定誤差が生じ、さらにその誤差は遅延波の位置により
大小が生じるため、結果として補償量に差が生じる。
信では、送受信点がたえず変化するため、それに伴って
遅延波の位置も変化する。このような伝搬条件では、伝
搬推定にもちいるマッチドフィルタの構成上の制限から
推定誤差が生じ、さらにその誤差は遅延波の位置により
大小が生じるため、結果として補償量に差が生じる。
【０００４】本発明は、上記の課題を解決するためにな
されたものであり、本発明の目的は、演算量を増やすこ
となく簡易な方法で伝搬推定誤差を防止し、誤り率を向
上させうるダイバーシチ等化装置を提供することにあ
る。
されたものであり、本発明の目的は、演算量を増やすこ
となく簡易な方法で伝搬推定誤差を防止し、誤り率を向
上させうるダイバーシチ等化装置を提供することにあ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１に記載したダイバーシチ等化装置は、第１
受信系と第２受信系の受信信号を受信して各々の伝搬状
況の推定を行い、その結果をもとに最尤系列推定を行っ
て等化復調を行うダイバーシチ等化装置であって、伝搬
状況の推定を行うマッチドフィルタの遅延時間を前記第
１受信系と前記第２受信系とで異ならしめるように構成
される。また、請求項２に記載したダイバーシチ等化装
置は、請求項１記載のダイバーシチ等化装置において、
前記第１受信系は、等化用参照データを１シンボル間隔
で用意した第１マッチドフィルタを有し、前記第２受信
系は、１／２シンボル遅延波で最適化されるとともに、
レプリカ生成時に伝搬路歪みの推定値に固定値を乗算す
る第２マッチドフィルタを有して構成される。また、請
求項３に記載したダイバーシチ等化装置は、請求項１記
載のダイバーシチ等化装置において、前記第１受信系
は、等化用参照データを１シンボル間隔で用意した第１
マッチドフィルタを有し、前記第２受信系は、１／２シ
ンボル遅延波で最適化されるとともに、等化用参照デー
タを読出し専用メモリに格納した第２マッチドフィルタ
を有して構成される。
め、請求項１に記載したダイバーシチ等化装置は、第１
受信系と第２受信系の受信信号を受信して各々の伝搬状
況の推定を行い、その結果をもとに最尤系列推定を行っ
て等化復調を行うダイバーシチ等化装置であって、伝搬
状況の推定を行うマッチドフィルタの遅延時間を前記第
１受信系と前記第２受信系とで異ならしめるように構成
される。また、請求項２に記載したダイバーシチ等化装
置は、請求項１記載のダイバーシチ等化装置において、
前記第１受信系は、等化用参照データを１シンボル間隔
で用意した第１マッチドフィルタを有し、前記第２受信
系は、１／２シンボル遅延波で最適化されるとともに、
レプリカ生成時に伝搬路歪みの推定値に固定値を乗算す
る第２マッチドフィルタを有して構成される。また、請
求項３に記載したダイバーシチ等化装置は、請求項１記
載のダイバーシチ等化装置において、前記第１受信系
は、等化用参照データを１シンボル間隔で用意した第１
マッチドフィルタを有し、前記第２受信系は、１／２シ
ンボル遅延波で最適化されるとともに、等化用参照デー
タを読出し専用メモリに格納した第２マッチドフィルタ
を有して構成される。
【０００６】
【作用】上記構成を有する請求項１記載の発明によれ
ば、遅延波による符号間干渉により符号誤りを生じる分
については、遅延波の遅延時間が近い方の受信系が主に
なって動作する。上記構成を有する請求項２記載の発明
によれば、第２受信系の第２マッチドフィルタでの参照
データ数が減少する。上記構成を有する請求項３記載の
発明によれば、等化用参照データを読出し専用メモリに
格納したので、演算速度が向上する。
ば、遅延波による符号間干渉により符号誤りを生じる分
については、遅延波の遅延時間が近い方の受信系が主に
なって動作する。上記構成を有する請求項２記載の発明
によれば、第２受信系の第２マッチドフィルタでの参照
データ数が減少する。上記構成を有する請求項３記載の
発明によれば、等化用参照データを読出し専用メモリに
格納したので、演算速度が向上する。
【０００７】
【実施例】以下に、本発明の一実施例を図面にもとづい
て説明する。図１は本発明の一実施例であるダイバーシ
チ等化装置を備えた復調装置の基本構成を示す。図に示
すように、この復調装置１００は、スペース・ダイバー
シチ構成となっており、第１受信系２１と、第２受信系
２２と、フレーム検出部６と、適応型等化部７と、８相
符号判定部８を備えて構成されている。
て説明する。図１は本発明の一実施例であるダイバーシ
チ等化装置を備えた復調装置の基本構成を示す。図に示
すように、この復調装置１００は、スペース・ダイバー
シチ構成となっており、第１受信系２１と、第２受信系
２２と、フレーム検出部６と、適応型等化部７と、８相
符号判定部８を備えて構成されている。
【０００８】上記の第１受信系２１は、周波数変換部１
と、準同期検波部２と、Ａ／Ｄ変換部３と、クロック再
生部４と、ＡＦＣ部５を有している。第２受信系２２に
ついても同様である。
と、準同期検波部２と、Ａ／Ｄ変換部３と、クロック再
生部４と、ＡＦＣ部５を有している。第２受信系２２に
ついても同様である。
【０００９】次に上記の復調装置１００における動作に
ついて説明する。異なる伝搬路を通り受信された８相Ｐ
ＳＫ変調波Ａ，Ｂはそれぞれ第１受信系２１、第２受信
系２２に入力される。各受信系２１，２２の内部構成は
同一であるため、以下第１受信系２１について説明す
る。
ついて説明する。異なる伝搬路を通り受信された８相Ｐ
ＳＫ変調波Ａ，Ｂはそれぞれ第１受信系２１、第２受信
系２２に入力される。各受信系２１，２２の内部構成は
同一であるため、以下第１受信系２１について説明す
る。
【００１０】まず受信された高調波信号Ａは、周波数変
換部１でＩＦ信号Ｃに変換され、準同期検波部２に入力
される。準同期検波部２では、内部の非同期ローカルで
ＩＦ信号Ｃを直交検波して、Ｉ−ＣＨとＱ−ＣＨの２系
列からなるベースバンド信号Ｄを取り出し、これをＡＤ
変換部３に入力する。Ａ／Ｄ変換部３の出力は、クロッ
ク再生部４に入力され、クロック再生部４で作りだした
シンボルタイミングＦによって打ち抜かれ、サンプリン
グベースバンド量子化信号Ｅが得られる。
換部１でＩＦ信号Ｃに変換され、準同期検波部２に入力
される。準同期検波部２では、内部の非同期ローカルで
ＩＦ信号Ｃを直交検波して、Ｉ−ＣＨとＱ−ＣＨの２系
列からなるベースバンド信号Ｄを取り出し、これをＡＤ
変換部３に入力する。Ａ／Ｄ変換部３の出力は、クロッ
ク再生部４に入力され、クロック再生部４で作りだした
シンボルタイミングＦによって打ち抜かれ、サンプリン
グベースバンド量子化信号Ｅが得られる。
【００１１】このサンプリングベースバンド量子化信号
Ｅは、非同期ローカルで検波されているため、送信搬送
波との周波数誤差が重畳されている。誤差が小さい場
合、等化器は原理的にこの周波数誤差を吸収することが
可能であるが、誤差が大きくなると著しく特性が劣化す
る。そこで、ＡＦＣ部５は、信号Ｅにおける周波数誤差
を検出し、等化器の動作に影響を与えない程度にこの誤
差を補正する。周波数誤差が補正された信号Ｇは、適応
型等化部７に入力される。
Ｅは、非同期ローカルで検波されているため、送信搬送
波との周波数誤差が重畳されている。誤差が小さい場
合、等化器は原理的にこの周波数誤差を吸収することが
可能であるが、誤差が大きくなると著しく特性が劣化す
る。そこで、ＡＦＣ部５は、信号Ｅにおける周波数誤差
を検出し、等化器の動作に影響を与えない程度にこの誤
差を補正する。周波数誤差が補正された信号Ｇは、適応
型等化部７に入力される。
【００１２】図２にこの適応型等化部７の詳細構成を示
す。図に示すように、この適応型等化部７は、第１マッ
チドフィルタ部２３と、第２マッチドフィルタ部２４
と、系列発生器１１と、ブランチメトリック合成部１５
と、ＡＣＳ（Add Compare Select）計算部１６と、等化
データメモリ１７を有している。
す。図に示すように、この適応型等化部７は、第１マッ
チドフィルタ部２３と、第２マッチドフィルタ部２４
と、系列発生器１１と、ブランチメトリック合成部１５
と、ＡＣＳ（Add Compare Select）計算部１６と、等化
データメモリ１７を有している。
【００１３】また、第１マッチドフィルタ部２３は、受
信データメモリ部９と、誤差抽出部１０と、レプリカ生
成部１２と、ブランチメトリック計算部１４と、ＣＩＲ
更新部１３を有して構成されている。第２マッチドフィ
ルタ部は、受信データメモリ部９と、誤差抽出部１０Ａ
と、レプリカ生成部１２Ａと、ブランチメトリック計算
部１４と、ＣＩＲ更新部１３を有して構成されている。
信データメモリ部９と、誤差抽出部１０と、レプリカ生
成部１２と、ブランチメトリック計算部１４と、ＣＩＲ
更新部１３を有して構成されている。第２マッチドフィ
ルタ部は、受信データメモリ部９と、誤差抽出部１０Ａ
と、レプリカ生成部１２Ａと、ブランチメトリック計算
部１４と、ＣＩＲ更新部１３を有して構成されている。
【００１４】第１マッチドフィルタ部２３に入力された
信号Ｇは、受信データメモリ９にいったん書き込まれた
後、フレーム検出部６で検出されたフレームタイミング
で読み出され、誤差抽出部１０に入力される。ここで系
列発生器１１で生成する受信データの候補系列Ｍと、伝
搬路歪みの推定結果であるチャネル・インパルス・レス
ポンス（ＣＩＲ）Ｎを用いてレプリカ生成１２された受
信レプリカ信号Ｏと減算を行う。
信号Ｇは、受信データメモリ９にいったん書き込まれた
後、フレーム検出部６で検出されたフレームタイミング
で読み出され、誤差抽出部１０に入力される。ここで系
列発生器１１で生成する受信データの候補系列Ｍと、伝
搬路歪みの推定結果であるチャネル・インパルス・レス
ポンス（ＣＩＲ）Ｎを用いてレプリカ生成１２された受
信レプリカ信号Ｏと減算を行う。
【００１５】減算の結果得られた実際の受信信号と等化
部で生成したレプリカの誤差Ｐの絶対値の自乗をブラン
チメトリック（ＢＭ）と呼ぶが、これを得るための演算
をブランチメトリック計算部１４にて行う。ブランチメ
トリックの算出結果Ｑは、これが最小となるようにＣＩ
Ｒ更新部１３の制御に使用される。
部で生成したレプリカの誤差Ｐの絶対値の自乗をブラン
チメトリック（ＢＭ）と呼ぶが、これを得るための演算
をブランチメトリック計算部１４にて行う。ブランチメ
トリックの算出結果Ｑは、これが最小となるようにＣＩ
Ｒ更新部１３の制御に使用される。
【００１６】また、信号Ｑはブランチメトリック合成部
１６にも入力され、第２受信系２２の第２マッチドフィ
ルタ部２４を経て同じくブランチメトリックとして算出
されたデータＲと合成される。合成されたブランチメト
リック値ＳはＡＣＳ計算部１６に入力され、系列推定に
おける尤度データとして扱われる。その結果、候補系列
の中から最も確からしい系列（最尤系列）が推定され等
化結果が得られる。等化後のデータは等化データメモリ
１７に書き込まれ、しかるべきタイミングで８相符号判
定部８に入力され、２値データに変換されて復調出力デ
ータとなる。
１６にも入力され、第２受信系２２の第２マッチドフィ
ルタ部２４を経て同じくブランチメトリックとして算出
されたデータＲと合成される。合成されたブランチメト
リック値ＳはＡＣＳ計算部１６に入力され、系列推定に
おける尤度データとして扱われる。その結果、候補系列
の中から最も確からしい系列（最尤系列）が推定され等
化結果が得られる。等化後のデータは等化データメモリ
１７に書き込まれ、しかるべきタイミングで８相符号判
定部８に入力され、２値データに変換されて復調出力デ
ータとなる。
【００１７】ここで、上記の適応型等化部のマッチドフ
ィルタの構成について、さらに詳細に説明する。図３
は、第１マッチドフィルタ２３の構成を示しており、こ
れは１シンボル間隔型のマッチドフィルタである。同図
中、ＣＩＲ（ｎ）D 及びＣＩＲ（ｎ−１）U は、それぞ
れマルチパスフェージングの直接波及び遅延波のＣＩＲ
を意味する複素数であり、（ｎ−１）時点の受信データ
によって更新され、ｎ時点の受信信号点を推定する際に
使用される。また、Ｔはシンボル間隔の遅延線を表す。
ィルタの構成について、さらに詳細に説明する。図３
は、第１マッチドフィルタ２３の構成を示しており、こ
れは１シンボル間隔型のマッチドフィルタである。同図
中、ＣＩＲ（ｎ）D 及びＣＩＲ（ｎ−１）U は、それぞ
れマルチパスフェージングの直接波及び遅延波のＣＩＲ
を意味する複素数であり、（ｎ−１）時点の受信データ
によって更新され、ｎ時点の受信信号点を推定する際に
使用される。また、Ｔはシンボル間隔の遅延線を表す。
【００１８】このような構成をとった場合、レプリカ生
成部１２は、１シンボル遅延の遅延波を想定して動作す
るため、遅延波の遅延時間が１シンボル以下であった場
合は、等化性能が低下することになる。そこで、本発明
の復調装置１００においては、ダイバーシチブランチの
第１ブランチの第１マッチドフィルタ部２３では、１シ
ンボル間隔のマッチドフィルタを使用しているが、ダイ
バーシチブランチの第２ブランチの第２マッチドフィル
タ部２４では１／２シンボル遅延対応のマッチドフィル
タを使用し、空間伝搬路の状況によるエラーレートのバ
ラツキに対して等化特性の平均化を図っている。
成部１２は、１シンボル遅延の遅延波を想定して動作す
るため、遅延波の遅延時間が１シンボル以下であった場
合は、等化性能が低下することになる。そこで、本発明
の復調装置１００においては、ダイバーシチブランチの
第１ブランチの第１マッチドフィルタ部２３では、１シ
ンボル間隔のマッチドフィルタを使用しているが、ダイ
バーシチブランチの第２ブランチの第２マッチドフィル
タ部２４では１／２シンボル遅延対応のマッチドフィル
タを使用し、空間伝搬路の状況によるエラーレートのバ
ラツキに対して等化特性の平均化を図っている。
【００１９】図６に、１／２シンボル遅延対応のマッチ
ドフィルタであるロールオフフィルタのインパルスレス
ポンスを示す。同図は、下式
ドフィルタであるロールオフフィルタのインパルスレス
ポンスを示す。同図は、下式
【数１】 においてα＝０．５として計算した結果をＴ／２間隔で
離散時間的に表したものである。１／２シンボル遅延を
等化する場合、厳密には３Ｔ／２，５Ｔ／２，…，に発
生するサイドローブもレプリカ生成において考慮しなけ
ればならないが、等化器の演算量削減のため本方式では
これらは扱わず、Ｔ／２のみを対象とする。従って、そ
の分伝搬路推定において残留誤差が生じるが、本方式は
系列推定の手法を取り入れているため、この誤差を許容
することができる。
離散時間的に表したものである。１／２シンボル遅延を
等化する場合、厳密には３Ｔ／２，５Ｔ／２，…，に発
生するサイドローブもレプリカ生成において考慮しなけ
ればならないが、等化器の演算量削減のため本方式では
これらは扱わず、Ｔ／２のみを対象とする。従って、そ
の分伝搬路推定において残留誤差が生じるが、本方式は
系列推定の手法を取り入れているため、この誤差を許容
することができる。
【００２０】図４に、１／２シンボル遅延を対象とした
マッチドフィルタの一構成例を示す。この構成例は、レ
プリカ生成用の参照信号点を１シンボル間隔で用意した
場合の構成方法である。図６に示したように、Ｔ／２タ
イミングにおけるロールオフフィルタの応答は、Ｔタイ
ミングの約０．８２２倍（ロールオフ率α＝０．５の場
合の値であり、αの値が変わればその比率が変わる。）
となるため、これを固定値としてレプリカ生成時にＣＩ
Ｒの値に乗算する。１／２シンボル遅延を対象とした場
合、ｎ時点の等化に際して、（ｎ−１）時点からの符号
間干渉と、ｎ時点の信号が（ｎ＋１）時点においてｎ時
点に波及する符号間干渉の両方を考慮しなければならな
い。このことから、等化時のＣＩＲとして、（ｎ−１）
時点からの符号間干渉に対してはＣＩＲ（ｎ−１）U
が、ｎ時点の信号が（ｎ＋１）時点においてｎ時点に波
及する符号間干渉に対してはＣＩＲ（ｎ）U が必要であ
るが、フェージングの変動周期はシンボル周期に対して
十分長いことから、ＣＩＲ（ｎ−１）≠ＣＩＲ（ｎ）U
とすることができる。この図４の構成は、参照データ数
が減少し、回路規模を縮小できる、という利点がある。
マッチドフィルタの一構成例を示す。この構成例は、レ
プリカ生成用の参照信号点を１シンボル間隔で用意した
場合の構成方法である。図６に示したように、Ｔ／２タ
イミングにおけるロールオフフィルタの応答は、Ｔタイ
ミングの約０．８２２倍（ロールオフ率α＝０．５の場
合の値であり、αの値が変わればその比率が変わる。）
となるため、これを固定値としてレプリカ生成時にＣＩ
Ｒの値に乗算する。１／２シンボル遅延を対象とした場
合、ｎ時点の等化に際して、（ｎ−１）時点からの符号
間干渉と、ｎ時点の信号が（ｎ＋１）時点においてｎ時
点に波及する符号間干渉の両方を考慮しなければならな
い。このことから、等化時のＣＩＲとして、（ｎ−１）
時点からの符号間干渉に対してはＣＩＲ（ｎ−１）U
が、ｎ時点の信号が（ｎ＋１）時点においてｎ時点に波
及する符号間干渉に対してはＣＩＲ（ｎ）U が必要であ
るが、フェージングの変動周期はシンボル周期に対して
十分長いことから、ＣＩＲ（ｎ−１）≠ＣＩＲ（ｎ）U
とすることができる。この図４の構成は、参照データ数
が減少し、回路規模を縮小できる、という利点がある。
【００２１】図５は、レプリカ生成用の参照信号点を１
／２シンボル間隔でＲＯＭ（Read Only Memory：読出し
専用メモリ）のテーブル化して用意した場合の１／２シ
ンボル遅延を対象としたマッチドフィルタの他の構成例
である。回路規模は図４の場合よりも大きくなるが、１
／２シンボル参照用のスケーリングの演算が不要となる
という利点がある。
／２シンボル間隔でＲＯＭ（Read Only Memory：読出し
専用メモリ）のテーブル化して用意した場合の１／２シ
ンボル遅延を対象としたマッチドフィルタの他の構成例
である。回路規模は図４の場合よりも大きくなるが、１
／２シンボル参照用のスケーリングの演算が不要となる
という利点がある。
【００２２】なお、本発明は、上記実施例に限定される
ものではない。上記実施例は、例示であり、本発明の特
許請求の範囲に記載された技術的思想と実質的に同一な
構成を有し、同様な作用効果を奏するものは、いかなる
ものであっても本発明の技術的範囲に包含される。
ものではない。上記実施例は、例示であり、本発明の特
許請求の範囲に記載された技術的思想と実質的に同一な
構成を有し、同様な作用効果を奏するものは、いかなる
ものであっても本発明の技術的範囲に包含される。
【００２３】例えば、上記実施例においては、第１マッ
チドフィルタ部では対象補償可能遅延時間を１シンボル
とし第２マッチドフィルタ部では対象補償可能遅延時間
を１／２シンボルとする構成例について説明したが、本
発明はこれには限定されず、第１マッチドフィルタ部で
は１シンボル遅延を対象とし第２マッチドフィルタ部で
はａシンボル遅延（ａ：０＜ａ＜１なる実数）を対象と
するように構成してもよい。あるいは、第１マッチドフ
ィルタ部ではａシンボル遅延（ａ：０＜ａ＜１なる実
数）を対象とし第２マッチドフィルタ部ではｂシンボル
遅延（ｂ：０＜ｂ＜１なる実数）を対象とするように構
成してもよい。
チドフィルタ部では対象補償可能遅延時間を１シンボル
とし第２マッチドフィルタ部では対象補償可能遅延時間
を１／２シンボルとする構成例について説明したが、本
発明はこれには限定されず、第１マッチドフィルタ部で
は１シンボル遅延を対象とし第２マッチドフィルタ部で
はａシンボル遅延（ａ：０＜ａ＜１なる実数）を対象と
するように構成してもよい。あるいは、第１マッチドフ
ィルタ部ではａシンボル遅延（ａ：０＜ａ＜１なる実
数）を対象とし第２マッチドフィルタ部ではｂシンボル
遅延（ｂ：０＜ｂ＜１なる実数）を対象とするように構
成してもよい。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明によれば、遅延波による符号間干渉により符号誤りを
生じる分については、遅延波の遅延時間が近い方の受信
系が主になって動作する。したがって、遅延波がある場
合と無い場合の差および遅延波の時間が等化補償範囲内
のどこにあっても平均化された補償量（改善率）が得ら
れる、という利点がある。上記構成を有する請求項２記
載の発明によれば、第２受信系の第２マッチドフィルタ
での参照データ数が減少する。したがって、回路規模を
縮小することができる、という利点がある。上記構成を
有する請求項３記載の発明によれば、等化用参照データ
を読出し専用メモリに格納したので、演算速度が向上す
る、という利点がある。
明によれば、遅延波による符号間干渉により符号誤りを
生じる分については、遅延波の遅延時間が近い方の受信
系が主になって動作する。したがって、遅延波がある場
合と無い場合の差および遅延波の時間が等化補償範囲内
のどこにあっても平均化された補償量（改善率）が得ら
れる、という利点がある。上記構成を有する請求項２記
載の発明によれば、第２受信系の第２マッチドフィルタ
での参照データ数が減少する。したがって、回路規模を
縮小することができる、という利点がある。上記構成を
有する請求項３記載の発明によれば、等化用参照データ
を読出し専用メモリに格納したので、演算速度が向上す
る、という利点がある。
【図１】本発明の一実施例であるダイバーシチ等化装置
を備えた復調装置の構成を示すブロック図である。
を備えた復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す復調装置における適応型等化部の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】図２に示す適応型等化部における１シンボル間
隔のマッチドフィルタの構成を示すブロック図である。
隔のマッチドフィルタの構成を示すブロック図である。
【図４】図２に示す適応型等化部における１／２シンボ
ル間隔のマッチドフィルタの構成例を示すブロック図で
ある。
ル間隔のマッチドフィルタの構成例を示すブロック図で
ある。
【図５】図２に示す適応型等化部における１／２シンボ
ル間隔のマッチドフィルタの他の構成例を示すブロック
図である。
ル間隔のマッチドフィルタの他の構成例を示すブロック
図である。
【図６】図２に示す適応型等化部における１／２シンボ
ル間隔のマッチドフィルタのインパルスレスポンス特性
を示す図である。
ル間隔のマッチドフィルタのインパルスレスポンス特性
を示す図である。
１ 周波数変換部 ２ 準同期検波部 ３ ＡＤ変換部 ４ クロック再生部 ５ ＡＦＣ部 ６ フレーム検出部 ７ 適応型等化部 ８ ８相符号判定部 ９ 受信データメモリ １０，１０Ａ，１０Ｂ 誤差抽出部 １１，１１Ｂ 系列発生器 １２，１２Ａ，１２Ｂ レプリカ生成部 １３ ＣＩＲ更新部 １４ ブランチメトリック計算部 １５ ブランチメトリック合成部 １６ ＡＣＳ計算部 １７ 等化データメモリ ２１ 第１受信系 ２２ 第２受信系 ２３ 第１マッチドフィルタ部 ２４ 第２マッチドフィルタ部 １００ 復調装置 Ａ 第１受信系受信高周波信号 Ｂ 第２受信系受信高周波信号 Ｃ ＩＦ信号 Ｄ ベースバンド信号 Ｅ サンプリングベースバンド量子化信号 Ｆ 再生クロック Ｇ 周波数誤差補正後サンプリングベースバンド量子化
信号 Ｈ 第２受信系周波数誤差補正後のサンプリングベース
バンド量子化信号 Ｉ フレームタイミング信号 Ｊ 等化出力信号 Ｋ 復調ディジタル信号 Ｌ サンプリングベースバンド量子化信号 Ｍ 既知トレーニング信号 Ｎ 既知トレーニング信号の一部 Ｏ レプリカ信号 Ｐ 受信信号とレプリカ信号の誤差 Ｑ 第１受信系のブランチメトリックデータ Ｒ 第２受信系のブランチメトリックデータ Ｓ ブランチメトリック合成値
信号 Ｈ 第２受信系周波数誤差補正後のサンプリングベース
バンド量子化信号 Ｉ フレームタイミング信号 Ｊ 等化出力信号 Ｋ 復調ディジタル信号 Ｌ サンプリングベースバンド量子化信号 Ｍ 既知トレーニング信号 Ｎ 既知トレーニング信号の一部 Ｏ レプリカ信号 Ｐ 受信信号とレプリカ信号の誤差 Ｑ 第１受信系のブランチメトリックデータ Ｒ 第２受信系のブランチメトリックデータ Ｓ ブランチメトリック合成値
Claims (3)
- 【請求項１】 第１受信系と第２受信系の受信信号を受
信して各々の伝搬状況の推定を行い、その結果をもとに
最尤系列推定を行って等化復調を行うダイバーシチ等化
装置であって、伝搬状況の推定を行うマッチドフィルタ
の遅延時間を前記第１受信系と前記第２受信系とで異な
らしめたことを特徴とするダイバーシチ等化装置。 - 【請求項２】 前記第１受信系は、等化用参照データを
１シンボル間隔で用意した第１マッチドフィルタを有
し、 前記第２受信系は、１／２シンボル遅延波で最適化され
るとともに、レプリカ生成時に伝搬路歪みの推定値に固
定値を乗算する第２マッチドフィルタを有することを特
徴とする請求項１記載のダイバーシチ等化装置。 - 【請求項３】 前記第１受信系は、等化用参照データを
１シンボル間隔で用意した第１マッチドフィルタを有
し、 前記第２受信系は、１／２シンボル遅延波で最適化され
るとともに、等化用参照データを読出し専用メモリに格
納した第２マッチドフィルタを有することを特徴とする
請求項１記載のダイバーシチ等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7068873A JP2869774B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | ダイバーシチ等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7068873A JP2869774B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | ダイバーシチ等化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08242196A true JPH08242196A (ja) | 1996-09-17 |
| JP2869774B2 JP2869774B2 (ja) | 1999-03-10 |
Family
ID=13386224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7068873A Expired - Lifetime JP2869774B2 (ja) | 1995-03-03 | 1995-03-03 | ダイバーシチ等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2869774B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9059765B2 (en) | 2012-03-01 | 2015-06-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Reception device and reception method |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0629890A (ja) * | 1992-07-08 | 1994-02-04 | Nec Corp | 干渉波除去装置 |
| JPH0653870A (ja) * | 1992-07-31 | 1994-02-25 | Nec Corp | 適応受信機 |
-
1995
- 1995-03-03 JP JP7068873A patent/JP2869774B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0629890A (ja) * | 1992-07-08 | 1994-02-04 | Nec Corp | 干渉波除去装置 |
| JPH0653870A (ja) * | 1992-07-31 | 1994-02-25 | Nec Corp | 適応受信機 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9059765B2 (en) | 2012-03-01 | 2015-06-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Reception device and reception method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2869774B2 (ja) | 1999-03-10 |
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