JPH0825018B2 - インバ−タ溶接機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はインバータ溶接機の制御装置に関する。

従来の技術 大容量パワートランジスタの出現で、近年、数kHz〜
数十kHzの周波数で溶接トランスを商用周波数より高い
周波数で制御するインバータ溶接機が実現し、インバー
タ溶接機の小形，軽量，高精度制御可能という特徴で従
来の溶接トランス二次側サイリスタ制御の溶接機に取っ
て変わろうとしている。

インバータ溶接機に用いられている溶接トランスのコ
アには通常周波数が高いことより、商用周波数程度で用
いられるケイ素鋼板は鉄損大となり、温度上昇が極めて
大となるので用いられず、フェライトコアが用いられ
る。

ところがフェライトコアの場合、ケイ素鋼板に比べ、
Ｂ−Ｈ曲線における単位磁化力に対する磁束密度の変化
が数倍と大きく、磁気飽和を起しやすく、偏磁を起こ
し、直流励磁されやすかった。

このため、溶接トランス一次側のスイッチング素子を
破壊する場合があり、その対策として、溶接トランスに
ギャップを設け、自己インダクタンス大とし、直流励磁
電流を押える方法があった。

また、溶接トランスの一次あるいは二次電流を検出し
I/V変換後、サンプルホールドし、同一の正負電流とな
るように点弧しバイアスを制御するもの、あるいは、溶
接トランスに第３の制御巻線を設け、偏磁を修正するよ
うに制御電流を流すものなどがあった。

発明が解決しようとする問題点 しかし、溶接トランスにギャップを設ける方法は受動
的な対策であり、溶接トランスの構造も複雑になる。

点弧バイアスを制御する方法は制御回路が複雑，高価
となり、フィードバックのバランスを壊すと逆効果にも
なった。

第３の制御巻線を用いる方法は制御電流が数十アンペ
アなどと必要であり、パワーロス大で高価となった。

ここで従来、見落され、制御し切れていなかった直流
励磁発生のモードについて考えてみると、溶接機入力電
源投入後、例えば、溶接トランスの点弧通電が一方の正
の点弧通電で通電開始し、通電後他方の負の点弧通電で
終了する。

この通電を何回くり返しても一方の正の点弧通電で始
まり、他方の負で終り問題ないが、一担溶接機入力電源
開放後、再投入し、再び通電を開始した場合、他方の負
の点弧通電より始まる場合が確率的に50％あり、この場
合溶接トランスが偏磁し、直流励磁され、スイッチング
素子を破壊する場合があった。

即ち入力電源投入後の制御については問題ないが、入
力電源の開放，投入まで含めた同期制御は満足されてお
らず大きな問題を残していた。

なお前記直流励磁防止対策として記載された３点のも
のに対して、受動的あるいはフィードバック制御でな
く、点弧バイアスをサンプルホールドし、一サイクル中
の一方および他方の正および負の点弧バイアスを同じく
し同時に同期制御を行ない直流励磁を能動的に防ぐ有効
な方法があるが、この方法でも前記溶接機入力電源の開
放，投入まで含めた同期制御は満足していない。

このように、従来の同期制御は点弧通電が例えば一方
の正の点弧通電で始まり、必ず他方の負で終るものがあ
ったが一旦溶接機入力電源開放，再投入した場合、他方
の負から始まり、一方の正で終る場合があり、この場
合、溶接トランスが偏磁し、直流励磁され、高価なパワ
ートランジスタなどのスイッチング素子を破壊した。

本発明は従来のインバータ溶接機の欠点を除きいかな
る通電開始信号のタイミングでも、また、溶接機の入力
電源の開放，投入が行なわれた後でも、溶接トランスの
点弧通電制御を完全な同期制御となるように制御するこ
とを目的とする。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するため、本発明のインバータ溶接
機の制御装置は、溶接トランスの１次側に一方向に電流
を流す第１のスイッチング手段と、前記一方向とは逆方
向に電流を流す第２のスイッチング手段とを備え、前記
溶接トランスを商用周波数より高い周波数で制御するよ
うにしたインバータ溶接機の制御装置において、前記第
１のスイッチング手段への第１の点弧信号と、前記第２
のスイッチング手段への第２の点弧信号の中間の非導通
区間で発生するデッドタイム信号の発生回路と、前記第
１および第２の点弧信号を制御する第１のフリップフロ
ップと、前記第１および第２のスイッチング手段への共
通の点弧信号を作成する点弧信号回路と、前記点弧信号
回路の禁止入力を制御する第２のフリップフロップとを
具備し、前記デッドタイム信号発生回路の出力を前記第
１のフリップフロップのクロック信号として与え、前記
第１のフリップフロップの出力と前記共通の点弧信号と
で前記第１および第２の点弧信号を形成すると共に、前
記第１のフリップフロップの出力を前記第２のフリップ
フロップのクロック信号として与え、前記第２のフリッ
プフロップの出力で前記点弧信号回路の禁止入力を制御
し、前記溶接トランスの制御を同期制御するようにした
ものである。

作用 上記構成により、点弧制御用第１のフリップフロップ
の出力と第1,第２のスイッチング手段への第1,第２の点
弧信号が一義的に決まり、また従来通り点弧信号回路へ
の一方および他方の正と負の点弧信号が一義的に決ま
り、また、従来通りPWMスイッチング制御素子への禁止
入力もこの点弧制御用第１のフリップフロップで制御で
きるので、いかなる通電開始信号のタイミングでも、ま
た、溶接機の入力電源の開放，投入が行なわれた後でも
溶接トランスの点弧通電制御を完全な同期制御とするこ
とができる。

実施例 以下、第１図〜第４図を参照して、本発明の実施例を
説明する。

第１図において、溶接電源１の出力は、溶接ワイヤ２
と被溶接物３に供給される。溶接ワイヤ２はワイヤ送給
ローラ４により連続して供給される。５は溶接トーチで
ある。

第２図はインバータ溶接機の主回路を示し、三相交流
AC200Vは整流器６で整流され、リアクタ７、コンデンサ
８で直流平滑され、直流平滑された電圧はインバータ制
御用の直流電源となる。

溶接トランス13はパワートランジスタ９〜12でインバ
ータ制御される。

溶接トランス13の２次側に得られた電圧は整流器14で
整流され、リアクタ15で平滑されて溶接出力となり、ワ
イヤ２と被溶接物３間に供給される。

第３図はPWMスイッチング制御素子を用いた場合の同
期制御回路を示し、第４図は第３図の要部波形を示した
ものである。

第３図について説明すると、16は溶接を開始するため
のトーチスイッチの信号、即ち通電開始信号である。

17はシャントなどで溶接電流を検出し、フィードバッ
クされた電流の大きさと設定値を比較し、フイードバッ
クされた電流が大き過ぎた場合に主回路の電流を歯抜け
制御するための信号で、信号16,17はORゲート素子18に
与えられ、ORゲート素子18の出力は禁止入力制御用第２
のフリップフロップ19に与えられる。

第２のフリップフロップ19の出力はPWMスイッチング
制御素子20の禁止入力端子に与えられる。

PWMスイッチング制御素子20のOSCOからはスイッチン
グ素子への一方の正の点弧信号と他方の負の点弧信号の
中間の非導通区間で信号が発生し、デッドタイム拡張回
路21で信号が拡張される。

デッドタイム拡張回路21の出力はシュミット素子22に
与えられ、シュミット素子22の出力は点弧制御用フリッ
プフロップ23にクロックとして与える。

点弧制御用フリップフロップ23の出力は、一方がNOR
ゲート素子25に、もう一方の反転したものはNORゲート
素子24に与えられ、NORゲート素子24の出力の一方の正
の点弧信号と、NORゲート素子25の出力の他方の負の点
弧信号はパルストランスドライブ回路26に与えらえ、パ
ルストランス27,28を駆動する。

パルストランス27,28の出力は、第２図におけるパワ
ートランジスタ９〜12のベース電流を供給するベース電
流増幅回路（図示せず）に与えられる。

点弧制御用フリップフロップ23の出力は第２のフリッ
プフロップ19にクロックとして与えられ、信号16,17を
同期制御する。また点弧制御用フリップフロップ23の出
力はANDゲート素子29にも与えられ、ANDゲート素子29の
ゲートにはANDゲート素子30の出力も与えられており、A
NDゲート素子29の出力はアナログスイッチ31をON−OFF
制御する。

アナログスイッチ31の開閉により、PWMスイッチング
制御素子20には一サイクルごとにデッドタイム期間中に
サンプルホールドされた点弧バイアスが与えられる。

32は溶接電流の大きさを決める点弧バイアスで、1.8V
〜3.4V程度の範囲である。

33,34からは点弧バイアス32の大きさに応じた導通幅
を持った点弧信号が出力され、NORゲート素子35に与え
られる。

NORゲート素子35の出力は一方および他方の正および
負の共通の点弧信号となり、NOR素子24,25に与えられ
る。

36は主回路に異常電流が流れた場合に検出する保護回
路の出力である。

なお、PWMスイッチング制御素子20そのものは定周波
数パルス幅変調方式を採用し、外部にコンデンサ、抵抗
のタイミング部品を設けることで動作周波数が決めら
れ、内部に発生するのこぎり波と、NINV端子への点弧バ
イアスが内部のPWMコンパレータで比較され、PWMパルス
出力、即ち点弧信号を出力する。

OSCOは発振器出力に同期して出力される。

通電開始信号16が発生し、立ち下がると、フリップフ
ロップ23のＱ出力の立ち上りで、PWMスイッチング制御
素子20の禁止入力SDが解除され点弧信号が出力される状
態となる。

その時NORゲート素子25の出力は、“L"で負の点弧信
号は出ない。

出力33,34のいずれかより導通幅制御された点弧信号
がNORゲート素子35に与えられると、その出力が“L"と
なり、NORゲート素子24は入力がいずれも“L"となって
出力が“H"となり、最初に必ず一方の正の点弧信号が出
る。

通電開始信号16が終り、立ち上ると、同様にフリップ
フロップ23のＱ出力の立ち上りで、PWMスイッチング制
御素子20の禁止入力SDが与えられ、この時点で点弧信号
が出力されなくなる。

即ち、フリップフロップ23のＱ出力の立ち上りで、NO
Rゲート素子24の一方の正の点弧信号をNORゲート素子35
の出力がＬになるのを待っていたが、先にPWMスイッチ
ング制御素子20にフリップフロップ19よりの禁止入力SD
が与えられ、点弧しなくなるのである。

従ってフリップフロップ23のＱの立ち上り前は他方の
負の点弧信号が当然出ていたので、必ず一方の正の点弧
信号で始まり他方の負で終る。

溶接機の入力電源を開放し、再投入し、電源のON,OFF
くり返しても第３図の回路構成は、フリップフロップ23
のＱの立ち上り、即ちNORゲート素子24の正の点弧信号
より始まり、同様にフリップフロップ23のＱの立ち上り
でNORゲート素子25の負の点弧信号で終る。

第４図について説明する。

第４図のａの、のこぎり波、ｅのコンパレータ出力
は、前述のPWMスイッチング制御素子20の内部波形であ
る。

ａのV₁，V₂はPWMスイッチング制御素子20のNINV端子
に与えられる点弧バイアスでV₁の実線のものより、V₂の
２点鎖線のものの方が導通幅が大きく、主回路の出力電
流が大きい。

ａのコンパレータの出力はｅで、PWMスイッチング制
御素子20の内部フリップフロップによりf,gのように交
互に出力され、点弧信号となる。

ｂのOSCOはａののこぎり波に同期して出力され、第３
図におけるデットタイム拡張回路21で拡張されｃとな
る。

ｃよりｄが得られ、ｈの信号16あるいは信号17をｉの
ように同期をとって立ち下げたり、立ち上げたりする。

ａの実線のV₁、２点鎖線のV₂はe,f,gのV₁，V₂に対応
する。

また、ｃの８μｓ、ｇの33μｓ、66μｓについては、
主回路のPWMスイッチング基本周波数が15kHzの場合の値
である。

なお第３図は同期制御回路であるが、従来のものは、
NOR素子24,25,35がなく、出力33,34を直接パルストラン
スドライブ回路26に与えている。

このため電源投入後、通電開始信号16が“L"レベルに
なり、禁止入力制御用フリップフロップ19で同期をと
り、PWMスイッチング制御素子20の禁止入力端子が“L"
になるが、この時、最初に点弧信号が出るのは、出力33
が出力34か決められない。即ち、第４図のｄとｆまたは
ｇの関係は一義的でなく、ｄが立ち上った時にタイミン
グとしてｆがｇより先に来る場合もあり、最初の点弧信
号がばらばらとなる。その原因は、電源投入直後の過渡
的な直流電圧の立ち上り状態でのｄの立ち上りとf,gを
交互に振り分けているPWMスイッチング制御素子20の内
部のフリップフロップの出力状態が一致しないためであ
る。

なお、本実施例では、PWMスイッチング制御素子20を
用いた場合で説明したが、のこぎり波発振回路、コンパ
レータ、フリップフロップ、ゲート素子などのディスク
リート部品で構成したものでも本発明は適用できること
は言うまでもない。

また、スイッチング素子９〜12にはパワートランジス
タを用いた例を示したが、SCR,パワーMOSFET素子でもよ
い。

発明の効果 以上のように本発明によれば、いかなる通電開始信号
のタイミングでも、また、溶接機の入力電源の開放，投
入が行なわれた後でも、溶接トランスの点弧通電極性が
必ず同一極性のものより点弧通電を開始し、通電の終了
においても必ずもう一方の同一極性のもので点弧通電を
終了し、溶接トランスが偏磁しなく、直流励磁されな
い。

本発明を適用することができる溶接機としては、CO₂
ガスアーク溶接などの消耗電極式あるいはTIGアーク溶
接などの非消耗電極式の溶接機、また、抵抗溶接機にも
適用できる。

特にこれらの溶接機でIC素子などの精密部品，小物部
品を溶接するものは、溶接時間が数百μｓ〜数ms程度の
ものもあり、溶接時間、通電時間が極めて短いものには
本発明は極めて有効である。

また、完全な同期制御を実現できるので溶接トランス
のＢ、磁束密度を高く設定できるので小形，軽量，安価
にできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すインバータ溶接機の正
面図、第２図はインバータ溶接機の主回路図、第３図は
同主回路において、PWMスイッチング制御素子を用いた
場合の同期制御回路図、第４図は第３図の要部信号波形
図である。 9,10,11,12……パワートランジスタ、13……溶接トラン
ス、19……フリップフロップ、20……PWMスイッチング
制御素子、23……フリップフロップ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 濱本 康司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−64768（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−171580（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】溶接トランスの１次側に一方向に電流を流
   す第１のスイッチング手段と、前記一方向とは逆方向に
   電流を流す第２のスイッチング手段とを備え、前記溶接
   トランスを商用周波数より高い周波数で制御するように
   したインバータ溶接機の制御装置において、前記第１の
   スイッチング手段への第１の点弧信号と、前記第２のス
   イッチング手段への第２の点弧信号の中間の非導通区間
   で発生するデッドタイム信号の発生回路と、前記第１お
   よび第２の点弧信号を制御する第１のフリップフロップ
   と、前記第１および第２のスイッチング手段への共通の
   点弧信号を作成する点弧信号回路と、前記点弧信号回路
   の禁止入力を制御する第２のフリップフロップとを具備
   し、前記デッドタイム信号発生回路の出力を前記第１の
   フリップフロップのクロック信号として与え、前記第１
   のフリップフロップの出力と前記共通の点弧信号とで前
   記第１および第２の点弧信号を形成すると共に、前記第
   １のフリップフロップの出力を前記第２のフリップフロ
   ップのクロック信号として与え、前記第２のフリップフ
   ロップの出力で前記点弧信号回路の禁止入力を制御し、
   前記溶接トランスの制御を同期制御するようにしたこと
   を特徴とするインバータ溶接機の制御装置。