JPS63108975A - インバ−タ溶接機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はインバータ溶接機の制御装置に関する。

従来の技術 大容量パワートランジスタの出現で、近年、数ｉ〜数十
匹の周波数で溶接トランスを商用周波数より高い周波数
で制御するインバータ溶接機が実現し、インバータ溶接
機の小形、軽量、高精度制御可能という特徴で従来の溶
接トランス二次側サイリスタ制御の溶接機に取って変わ
ろうとしている。

インバータ溶接機に用いられている溶接トランスのコア
には通常周波数が高いことより、商用周波数程度で用い
られるケイ素鋼板は鉄損失となり、温度上昇が極めて大
となるので用いられず、フェライトコアが用いられる。

ところがフェライトコアの場合、ケイ素鋼板に比べ、Ｂ
−Ｈ曲線における単位磁化力に対する磁束密度の変化が
数倍と大きく、磁気飽和を起しやすく、偏磁を起こし、
直流励磁されやすかった。

このため、溶接トランス−次側のスイッチング素子を破
壊する場合があり、その対策として、溶接トランスにギ
ツプを設け、自己インダクタンス大とし、直流励磁電流
を押える方法があった。

まだ、溶接トランスの一次あるいは二次電流を検出しＩ
／Ｖ変換後、サンプルホールドし、同一の正負電流とな
るように点弧しバイアスを制御するもの、あるいは、溶
接トランスに第３の制御巻線を設け、偏磁を修正するよ
うに制御電流を流すものなどがあった。

発明が解決しようとする問題点 しかし、溶接トランスにギャップを設ける方法は受動的
な対策であり、溶接トランスの構造も複雑になる。

点弧バイアスを制御する方法は制御回路が複雑。

高価となり、フィードバックのバランスを壊すと逆効果
にもなった。

第３の制御巻線を用いる方法は制御電流が数十７ベアな
どと必要であシ、パワーロス大で高価となった。

ここで従来、見落され、制御し切れていなかった直流励
磁発生のモードについて考えてみると、溶接機入力電源
投入後、例えば、溶接トランスの点弧通電が一方の正の
点弧通電で通電開始し、通電後他方の負の点弧通電で終
了する。

この通電を何回くシ返しても一方の正の点弧通電で始ま
シ、他方の負で終り問題ないが、−担溶接機入力電源開
放後、再投入し、再び通電を開始した場合、他方の負の
点弧通電より始まる場合が確率的に５ｏ％あシ、この場
合溶接トランスが偏磁し、直流励磁され、スイッチング
素子を破壊する場合があった。

即ち入力電源投入後の制御については問題ないが、入力
電源の開放、投入まで含めた同期制御は満足されておら
ず大きな問題を残していた。

なお前記直流励磁防止対策として記載された３点のもの
に対して、受動的あるいはフィードバック制御でなく、
点弧バイアスをサンプルホールトム−サイクル中の一方
および他方の正および負の点弧バイアスを同じくし同時
に同期制御を行ない直流励磁を能動的に防ぐ有効な方法
があるが、この方法でも前記溶接機入力電源の開放、投
入まで含めた同期制御は満足していない。

本発明は従来のインバータ溶接機の欠点を除きいかなる
通電開始信号のタイミングでも、また、溶接機の入力電
源の開放、投入が行なわれた後でも、溶接トランスの点
弧通電制御を完全な同期制御となるように制御すること
を目的とする。

問題点を解決するだめの手段 上記問題点を解決するため、本発明のインバータ溶接機
の制御装置は、一方のスイッチング素子の点弧信号と、
他方のスイッチング素子への点弧信号の中間の非導通区
間で発生するデッドタイム信号の発生回路と、一方およ
び他方の点弧信りを制御する第１のフリップフロップと
、一方および他方共通の点弧信号を作成する点弧信号回
路と、ＰＷＭスイッチング制御素子の禁止入力を制御す
る第２のフリップフロップとを具備し、前記プツトタイ
ム信号発生回路の出力を第１のフリップフロップのクロ
ック信号として与え、第１の７リソプフロツプの出力と
前記点弧信号回路の出力とで、前記スイッチング素子へ
の一方および他方の点弧信号を形成すると共に第１のフ
リップフロップの出力を第２のフリップフロップのクロ
ック信号として与え、第２のフリップフロップの出力で
前記ＰＷＭスイッチング制御素子の禁止入力を制御し、
溶接トランスの制御を同期制御するようにしたものであ
る。

作　　　用 上記構成により、点弧制御用第１の７リソプ７０スプの
出力と最終段スイッチング素子への一方および他方の正
と負の点弧信号が一義的に決まり、また、従来通ｐＰＷ
Ｍスイッチング制御素子への禁止入力もこの点弧制御用
第１の７リツプフロノブで制御できるので、いかなる通
電開始信号のりイミングでも、また、溶接機の入力電源
の開放。

投入が行なわれた後でも溶接トランスの点弧通電制御を
完全な同期制御とすることができる。

実施例 以下、第１図〜第４図を参照して、本発明の詳細な説明
する。

第１図において、溶接電源１の出力は、溶接ワイヤ２と
被溶接物３に供給される。溶接ワイヤ２はワイヤ送給ロ
ーラ４によシ連続して供給される。

６は溶接トーチである。

第２図はインバータ溶接機の主回路を示し、三相交流Ａ
Ｃ２ｏｏＶは整流器６で整流され、リアクタ７、コンデ
ンサ８で直流平滑され、直流平滑された電圧はインバー
タ制御用の直流電源となる。

溶接トランス１３はパワートランジスタ９〜１２でイン
バータ制御される。

溶接トランス１３の２次側に得られた電圧は整流器１４
で整流され、リアクタ１６で平滑されて溶接出力となり
、ワイヤ２と被溶接物３間に供給される。

第３図はＰＷＭスイッチング制御素子を用いた場合の同
期制御回路を示し、第４図は第３図の要部波形を示した
ものである。

第３図について説明すると、１６は溶接を開始するだめ
のトーチスイッチの信号、即ち通電開始信号である。

１７はシャントなどで溶接電流を検出し、フィードバッ
クされた電流の大きさと設定値を比較し、フィードバッ
クされた電流が大き過ぎた場合に主回路の電流を歯抜は
制御するだめの信号で、信号１６．１７ｉｉＯＲゲー　
ト素子１８に与えられ、ＯＲゲート素子１８の出力は禁
止入力制御用第２のフリップフロップ１９に与えられる
。

第２のフリップフロップ１９の出力はＰＷＭスイッチン
グ制御素子２ｏの禁止入力端子に与えられる。

ＰＷＭスイッチング制御素子２０のｏＳＣ○からはスイ
ッチング素子への一方の正の点弧信号と他方の負の点弧
信号の中間の非導通区間で信号が発生し、デッドタイム
拡張回路２１で信号が拡張される。

デッドタイム拡張回路２１の出力はシュミット素子２２
に与えられ、シュミット素子２２の出力は点弧制御用フ
リップフロップ２３にクロックとして与える。

点弧制御用フリップフロップ２３の出力は、一方がＮＯ
Ｒゲート素子２５に、もう一方の反転したものはＮＯＲ
ゲート素子２４に与えられ、ＮＯＲゲート素子２４の出
力の一方の正の点弧信号と、ＮＯＲゲート素子２５の出
力の他方の負の点弧信号はパルストランスドライブ回路
２６に与えられ、パ／ｌ／スト７ンス２了、２８を駆動
する。

パルストランス２７．２８の出力は、第２図におケルパ
ワートランジスタ９〜１２のベース電流を供給するペー
ス電流増幅回路（図示せず）に与えられる。

点弧制御用フリップフロップ２３の出力は第２の７リツ
プフロノプ１９にクロックとして与えられ、信号１６．
１７を同期制御する。また点弧制御用フリップフロップ
２３の出力はＡＮＤゲート素子２９にも与えられ、ＡＮ
Ｄゲート素子２９のゲートにはＡＮＤゲート素子３０の
出力も与えられており、ＡＮＤゲート素子２９の出力は
アナログスイッチ３１をＯＮ−〇ＦＦ制御する。

アナログスイッチ３１の開閉により、ＰＷＭスイッチン
グ制御素子２０には−サイクルごとにデッドタイム期間
中にサンプルホールドされた点弧バイアスが与えられる
。

３２は溶接電流の大きさを決める点弧バイアスで、１．
８ｖ〜３．４ｖ程度の範囲である。

３３．３４からは点弧バイアス３２の大きさに応じた導
通幅を持った点弧信号が出力され、ＮＯＲゲート素子３
５に与えられる。

ＮＯＲゲート素子３５の出力は一方および他方の正およ
び負の共通の点弧信号となり、ＮＯＲ素子２４．２６に
与えられる。

３６は主回路に異常電流が流れた場合に検出する保護回
路の出力である。

なお、ＰＷＭスイッチング制御素子２０そのものは定周
波数パルス幅変調方式を採用し、外部にコンデンサ、抵
抗のタイミング部品を設けることで動作周波数が決めら
れ、内部に発生するのこぎり波と、ＮＩＮＶ端子への点
弧バイアスが内部のＰＷＭコンパレータで比ｆｆされ、
ＰＷＭパルス出ブハ即ち点弧信号を出力する。

○ＳＣＯは発振器出力に同期して出力される。

通電開始信号１６が発生し、立ち下がると、フリップフ
ロップ２３のＱ出力の立ち上りで、ＰＷＭスイ２チング
制御素子２０の禁止入力ＳＤが解除され点弧信号が出力
される状態となる。

その時ＮＯＲゲート素子２６の出力は、’Ｌ”で負の点
弧信号は出ない。

出力３３．３４のいずれかより導通幅制御された点弧信
号がＮＯＲゲート素子３６に与えられると、その出力が
’Ｌ”となり、Ｎ　Ｏ，Ｒゲート素子２４は入力がいず
れも”Ｌ”となって出力がＨ”となり、最初に必ず一方
の正の点弧信号が出る。

通電開始信号１６が終り、立ち上ると、同様に７リソブ
フロツプ２３のＱ出力の立ち上りで、ＰＷＭスイッチン
グ制御素子２０の禁止人力ＳＤが与えられ、この時点で
点弧信号が出力されなくなる。

即ち、フリップフロップ２３のＱ出力の立ち上りで、Ｎ
ＯＲゲート素子２４の一方の正の点弧信号をＮＯＲゲー
ト素子３６の出力がＬになるのを待っていたが、先にＰ
ＷＭスイッチング制御素子２ｏにフリップフロップ１９
よシの禁止人力ＳＤが与えられ、点弧しなくなるのであ
る。

従ってフリップフロップ２３のＱの立ち上り前は他方の
負の点弧信号が当然用ていたので、必ず一方の正の点弧
信号で始まり他方の負で終る。

溶接機の入力電源を開放し、再投入し、電源のＯＮ、０
ＦＦ（ｐ返しても第３図の回路構成は、フリソブフａ・
ツブ２３のＱの立ち上り、即ちＮＯＲゲート素子２４の
正の点弧信号より始まり、同様にフリップフロップ２３
のＱの立ち上りでＮＯＲケート素子２６の負の点弧信号
で終る。

第４図について説明する。

第４図のａの、のこぎシ波、ｅのコンパレータ出力は、
前述のＰＷＭスイッチング制御素子２゜の内部波形であ
る。

ａの■１．ｖ２はＰＷＭスイッチング制御素子２０のＮ
ＩＮＶ端子に与えられる点弧バイアスで■１の実線のも
のより、ｖ２の２点鎖線のものの方が導通幅が大きく、
主回路の出力電流が大きい。

ａのコンパレータの出力はｅで、ＰＷＭスイッチング制
御素子２Ｑの内部フリップフロップによりｆ、ｑのよう
に交互に出力され、点弧信号となる。

ｂの□ＳＣＯはａののこぎり波に同期して出力され、第
３図におけるプツトタイム拡張回路２１で拡張されＣと
なる。

Ｃよりｄが得られ、ｈの信号１６あるいは信号１７をｉ
のように同期をとって立ち下げたり、立ち上げたシする
。

ａの実線のｖ　、２点鎖線のｖ２はｅｐ　’　ｒ　ｑの
ｖｌ、ｖ２に対応する。

また、Ｃの８μｓ１９の３３μｓ、６６μｓについては
、主回路のＰＷＭスイッチング基本周波奴が１６ｋｌｌ
＋の場合の値である。

なお第３図は同期制御回路であるが、従来のものは、Ｎ
ＯＲ素子２４，２５．３５がなく、出力３３．３４を直
接パルストランスドライブ回路２６に与えている。

このため電源投入後、通電開始信号１θがＬ”レベルに
なシ、禁止入力制御用フリップ７０ツブ１９で同期をと
り、ＰＷＭスイッチング制御素子２ｏの禁止入力端子が
”Ｌ”になるが、この時、最初に点弧信号が出るのは、
出力３３か出力３４か決められない。即ち、第４図のｄ
とｆまたはｑの関係は一義的でなく、ｄが立ち上った時
にタイミングとしてｆがｑより先に来る場合もあり、最
初の点弧信号がばらばら、となる。その原因は、電源投
入直後の過渡的な直流電圧の立ち上り状態でのｄの立ち
上りとｆ、ｇを交互に振り分けているＰＷ’Ｍスイッチ
ング制御素子２０の内部のフリップフロップの出力状態
が一致しないためである。

発明の効果 以上のように本発明によれば、いかなる通電開始信号の
タイミングでも、また、溶接機の入力電源の開放、投入
が行なわれた後でも、溶接トランスの点弧通電極性が必
ず同一極性のものより点弧通電を開始し、通電の終了に
おいても必ずもう一方の同一極性のもので点弧通電を終
了し、溶接トランスが偏磁しなく、直流励磁されない。

従来の同期制御は、点弧通電が例えば一方の正の点弧通
電で始まシ、必ず他方の負で終るものがあったが一担溶
接機入力電源開放、再投入した場合、他方の負から始ま
り、一方の正で終る場合があり、この場合、溶接トラン
スが偏磁し、直流励磁され、高価なパワートランジスタ
などのスイッチング素子を破壊した。

本発明は、ＰＷＭスイッチング制御素子２０を用いた場
合で説明したが、のこぎり波発振回路、コンパレータ、
フリップフロップ、ゲート素子などのディスクリート部
品で構成したものでも本発明は適用できることは言うま
でもない。

また、スイッチング素子９〜１２にはパワートランジス
タを用いた例を示したが、ＳＣＲ，パワーＭＯ３ＦＥＴ
素子でもよい。

本発明を適用することができる溶接機としては、ＣＯ２
ガスアーク溶接などの消耗電極式あるいはＴＩＧアーク
溶接などの非消耗電極式の溶接機、また、抵抗溶接機に
も適用できる。

特にこれらの溶接機でＩＣ素子などの精密部品。

小物部品を溶接するものは、溶接時間が数百μｓ〜数ｍ
ｓ程度のものもあシ、溶接時間、通電時間が極めて短い
ものには本発明は極めて有効である。

また、完全な同期制御を実現できるので溶接トランスの
Ｂ１磁束密度を高く設定できるので小形。

軽量、安価にできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すインバータ溶接機の正
面図、第２図はインバータ溶接機の主回路図、第３図は
同主回路において、ＰＷＭスイッチング制御素子を用い
た場合の同期毎１ｊ御回路図、第４図は第３図の要部信
号波形図である。 ９．１０，１１．１２・・・・・・パワートランジスタ
、１３・・・・・・溶接トランス、１９・・・・・・フ
リップフロップ、２ｏ・・・・・・ＰＷＭスイッチング
制御素子、２３・・・・・・フリップフロップ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. パワートランジスタなどの一対のスイッチング素子を用
   い、溶接トランスを商用周波数より高い周波数で制御す
   るようにしたインバータ溶接機の制御装置において、一
   方のスイッチング素子への点弧信号と、他方のスイッチ
   ング素子への点弧信号の中間の非導通区間で発生するデ
   ッドタイム信号の発生回路と、一方および他方の点弧信
   号を制御する第１のフリップフロップと、一方および他
   方共通の点弧信号を作成する点弧信号回路と、ＰＷＭス
   イッチング制御素子の禁止入力を制御する第２のフリッ
   プフロップとを具備し、前記デッドタイム信号発生回路
   の出力を第１のフリップフロップのクロック信号として
   与え、第１のフリップフロップの出力と、前記点弧信号
   回路の出力とで前記スイッチング素子への一方および他
   方の点弧信号を形成すると共に第１のフリップフロップ
   の出力を第２のフリップフロップのクロック信号として
   与え、第２のフリップフロップの出力で前記ＰＷＭスイ
   ッチング制御素子の禁止入力を制御し、溶接トランスの
   制御を同期制御するようにしたことを特徴とするインバ
   ータ溶接機の制御装置。