JPH0826386B2 - 炉内のスラグレベル計測装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、転炉、溶融還元炉等における炉内スラグレ
ベルの計測を行うための、マイクロ波レーダ装置を用い
た炉内のスラグレベル計測装置に関するものである。

［従来の技術］ 例えば転炉の精錬中に、スラグの組成及び粘性、なら
びにスラグ中の酸素量等の諸条件により、転炉内の溶鋼
表面に浮いているスラグがフォーミングする。このよう
なスラグのフォーミングが過度に進行すると、いわゆる
スロッピングが発生し、溶鋼成分、全出鋼歩留まり等に
悪影響を与える。さらに、スロッピングが発生すると作
業効率の低下、排ガスのカロリーの低下、赤煙発生等の
作業環境の悪化及び、装置の損傷等の問題が生じる。

一方、スラグのスロッピング防止の観点からは、スラ
グフォーミング抑制剤の投入、あるいは排ガス発生量低
減策としてのランス送酸量の絞り込みが考えられる。ス
ラグフォーミング剤の過剰な投入はコストの上昇および
炉内温度の低下による熱効率の悪化をもたらし、一方送
酸量の低減は反応効率の低下による操業時間の長期化す
なわち生産性の悪化が問題となる。

したがって、スロッピングの発生を防止するために
は、単なるスロッピング予知ではなく転炉内のスラグの
レベルを定量的に的確に把握し、適正な転炉操業を行な
う必要がある。

このため、転炉内のスラグレベルを定量的に計測する
技術が考えられており、その従来技術としては、粉塵、
火炎の存在する転炉内の計測環境条件下でも直進して伝
播するマイクロ波を利用したレーダ方式のレベル計が主
に試みられている。

従来の、マイクロ波レーダ方式によるスラグのレベル
計の一例として特開昭63-21584号公報に開示された発明
がある。この発明は、搬送周波数10GHz程度のマイクロ
波FMCW（Frequency Modulation Continuous Wave）方式
のレーダのアンテナを転炉炉体の上方に固定し、スラグ
の表面に向けてマイクロ波を送信し、この信号がスラグ
の表面で反射して再びアンテナで受信されるまでの往復
の伝播時間における周波数偏差を計測し、これを距離に
換算してスラグレベルを測定するようにしたものであ
る。

しかしながら、炉内は狭い空間でランスや炉口等の電
波反射物が存在するため、炉内にマイクロ並を送信する
とマルチパス反射波を含む不要な反射波が発生するの
で、この不要反射信号を除去してスラグの表面からの反
射信号のみを正確に計測することは困難である。

そこで、この発明の発明者らは、上記の問題を解決す
べく研究の結果、さきに特願昭63-250784号として距離
測定方法及びその装置なる発明を完成し、特許出願し
た。

この発明の実施例においては、擬似ランダム信号の一
種であるＭ系列信号を利用したマイクロ波Ｍ系列レーダ
方式の距離測定方法及びその装置に関する技術を開示し
てあり、パターンは同一で周波数のわずかに異なる２つ
のＭ系列信号を使用し、数十GHzのマイクロ波信号ある
いはミリ波信号を搬送波とし、搬送波を第１のＭ系列信
号で位相変調した信号を送信信号として炉内に設置され
たアンテナから炉内スラグ面に対して送信し、受信アン
テナにより受信したスラグ面からの反射信号に対して、
変調に使用したＭ系列信号と周波数がわずかに異なる第
２のＭ系列信号の乗算と、搬送波のコヒーレント検波を
行ないスラグ面からの微弱な反射信号を高感度に検出
し、この信号をローパスフィルタにより積分することに
より検知信号としてパルス信号を得る。さらに、第１及
び第２のＭ系列信号を乗算し、ローパスフィルタにより
積分することにより時間基準としてパルス信号を得て、
この時間基準信号と検知信号のパルス間の時間間隔から
アンテナとスラグ面との間の信号伝搬にかかる送受信間
の信号の時間遅れを計測し、アンテナからスラグ面まで
の距離を算出し、炉内のスラグ面の位置を計測するよう
にしたものである。

なお、この発明はＭ系列信号のみに限定されるもので
はなく、その他の擬似ランダム信号を用いても全く同一
の動作を行うことができる。

［発明が解決しようとする課題］ 上記の擬似ランダム信号処理を利用したマイクロ波レ
ーダ方式の炉内スラグレベル計においては、検知信号と
時間基準信号のパルスのピーク間の時間間隔からアンテ
ナと炉内スラグレベル面との距離を求めており、好結果
を得ているが、以下のような問題がある。

即ち、溶融還元炉等においては炉内のスラグの変動が
激しいため、アンテナとスラグ面との距離の変化、スラ
グ面の形状の変化、スラグの飛散等により、スラグ面か
ら反射され受信されるマイクロ波信号の信号強度が大き
く変化する。このため、反射信号強度が増加した場合に
はレーダ装置内の増幅器において信号の飽和を生じ、信
号処理の結果得られる検知信号波形に歪を生じて正確に
検知信号パルスのピークを検出できなくなり、計測誤差
を生じる。他方、反射信号強度が減少した場合には検知
信号出力も減少し、S/N比が悪化してノイズの影響によ
り誤った信号ピークを計測する場合があり、計測誤差を
生じる。

本発明は、上記の課題を解決し、炉内スラグレベルの
変動が激しい場合にも、正常に炉内レベル位置の計測が
可能な擬似ランダム信号処理を利用したマイクロ波レー
ダ方式の炉内のスラグレベル計測装置を得ることを目的
とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る炉内のスラグレベル計測装置は、 （１）第１の擬似ランダム信号発生手段と、該第１の擬
似ランダム信号発生手段の出力信号と同一パターンで周
波数のわずかに異なる第２の擬似ランダム信号発生手段
と、前記第１の擬似ランダム信号発生手段の出力と前記
第２の擬似ランダム信号発生手段の出力との乗算を行な
う第１乗算器と、搬送波発生手段と、前記第１の擬似ラ
ンダム信号発生手段の出力により前記搬送波発生手段の
出力信号を変調した信号を送信信号とし炉内に挿入され
た送信アンテナからスラグ面に送信する送信手段と、前
記スラグ面からの反射信号を炉内に挿入された受信アン
テナにより受信して受信信号を得る受信手段と、該受信
手段の出力と前記第２の擬似ランダム信号発生手段の出
力との乗算を行なう第２の乗算器と、該第２の乗算器よ
り出力される搬送波を検波して受信強度信号を出力する
検波手段と、該検波手段より出力される被検波信号の時
系列パターンと前記第１の乗算器より出力される乗算値
の時系列パターンとの時間差を測定してレベル計測値を
出力する手段とからなるマイクロ波レーダ装置を有し、
前記送信手段と送信アンテナとの間又は前記受信アンテ
ナと受信手段との間に挿入され、前記検波手段より出力
される受信強度信号にしたがって入力されるマイクロ波
強度信号を変化させて出力する信号強度可変器を設けた
ものである。

（２）また、前記（１）の発明において、前記信号強度
可変器に代えて、前記レベル計測値の平均演算を行なう
平均演算器を設けたものである。

（３）さらに、前記（１）の発明において、前記レベル
計測値の平均演算を行なう平均演算器を設けたものであ
る。

（４）さらにまた、前記（２）又は（３）の発明におけ
る平均演算器は、前記受信強度信号の値が設定値より低
い場合は、そのときのレベル計測値を無視して平均演算
処理を行なう機能を備えたものである。

［作用］ 本発明における炉内のスラグレベル計測装置において
は、次の如く作用する。第１の擬似ランダム信号及び第
１の擬似ランダム信号と同一パターンで周波数のわずか
に異なる第２の擬似ランダム信号とを、それぞれ第１の
擬似ランダム信号発生手段及び第２の擬似ランダム信号
発生手段により発生し、前記第１の擬似ランダム信号よ
り搬送波を位相変調したスペクトル拡散信号をスラグ面
に向けて送信手段により送信し、前記スラグ面よりの反
射波を受信手段により受信して得られる受信信号と、前
記第２の擬似ランダム信号との乗算を第２の乗算器によ
り行なう。この第２の乗算器の出力として得られる乗算
結果は、前記第１の擬似ランダム信号で位相変調された
受信信号の被変調位相と、第２の擬似ランダム信号の位
相が一致している場合には位相の揃った搬送波となり、
後段のコヒーレント検波手段により同期検波される。こ
の被検波出力はさらに一対のローパスフィルタ及び２乗
器並びに加算器より構成される検出信号発生手段を介し
て、パルス状のスラグレベル検出信号として出力され
る。

しかし、第１及び第２の擬似ランダム信号は、同一パ
ターンの符号であるが信号発生手段の周波数がわずかに
異っているため、両信号の位相が一致している（即ち両
信号の相関出力が最大となる）ときから、時間が経過す
るにつれて位相がずれ、１符号以上ずれると２つの擬似
ランダム信号の相関がなくなる。この状態においては前
記受信信号と第２の擬似ランダム信号との乗算の結果得
られる搬送波の位相はランダムとなるため、後段のコヒ
ーレント検波手段による同期検波後通過するローパスフ
ィルタで周波数帯域が制限され、スラグレベル検出信号
は得られない。

さらに時間が経過して、第１及び第２の擬似ランダム
信号間の位相が、丁度一方の擬似ランダム信号の１周期
分だけずれると再び位相が一致する状態となり、両信号
の相関出力が最大となるため、再びコヒーレント検波手
段及び前記検出信号発生手段を介してパルス状のスラグ
レベル検出信号が得られる。従ってこの現象が一定期間
毎に繰り返され、スラグレベル検出信号として周期的な
パルス状信号が得られる。

一方、受信信号からスラグ面検出信号を得た時刻を計
測するため基準時刻を設定する必要があり、この時刻基
準信号を次のようにして発生させる。時刻基準信号は第
１の擬似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号を第１
の乗算器より直接乗算し、その乗算結果である時系列パ
ターンをローパスフィルタを介してとり出すことによ
り、前記スラグレベル検出信号と同一周期のパルス状信
号が得られる。

従って、この時刻基準信号の発生時刻から受信信号か
ら得られたスラグレベル検出信号の発生時刻までの時間
が、送受信アンテナとスラグ面との間を電磁波が往復す
る伝播時間に比例するから、この２つの信号間の時間か
ら送受信アンテナとスラグ面間の距離が換算される。

本発明の作用は次の様に定式化される。

第１の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をf₁、第２
の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をf₂とし、各々の
擬似ランダム信号のパターンは同一とする。ここでf₁＞
f₂とする。

送信される第１の擬似ランダム信号と、第２の擬似ラ
ンダム信号との相関をとって得られる基準信号が最大値
となる周期をT_Bとすると、このT_B間に含まれる第１の擬
似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号の波数の差が
ちょうど１周期の波数Ｎになる。

即ち T_B・f₁＝T_B・f₂＋Ｎ 上式を整理するとT_Bは次の［１］式で与えられる。

T_B＝N/(f₁-f₂) …［１］ 即ち、２つのクロック周波数の差が小さいほど、基準
信号が最大値となる周期T_Bは大きくなる。

次に、第１の擬似ランダム信号で位相変調された搬送
波が送信され、スラグレベルで反射し、再び受信される
までの伝播時間をτとし、この受信信号を第２の擬似ラ
ンダム信号で復調し、コヒーレント検波して得られるス
ラグレベル検出信号のパルス状信号が発生する時刻を、
基準信号のパルス状信号発生時刻から計測した時間差を
T_Dとすると、T_D間に発生する第２の擬似ランダム信号の
波数は、T_D間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数
より、τ時間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数
だけ少ないので、次式が成立する。

T_D・f₂＝T_D・f₁−τ・f₁ 上式を整理するとT_Dは次の［２］式で与えられる。

T_D＝τ・f₁/(f₁-f₂) …［２］ 即ち、伝播時間τは、f₁/(f₁-f₂)倍だけ時間的に拡大
され、あるいは低速化されたT_Dとして計測される。この
計測時間の拡大されることにより、本発明は短距離測定
に適したスラグレベル計測装置であるといえる。

ここで伝播時間τは、伝播速度をｖ、スラグ面までの
距離をｘとすると τ＝2x/v であるから、［２］式により次の［３］式を得る。

［３］式により時間差T_Dを計測することにより、距離
ｘを計測することができる。

本発明における搬送波のコヒーレント検波手段は、送
信用搬送波発生手段の出力の一部を第１の分配器より取
り出し、これをハイブリット結合器より同相成分（in-p
hase component） Iと直角成分（quadrature componen
t） Qとに変換し、前記第２の乗算器から出力される搬
送波を第２の分配器により信号R₁及びR₂に分配し、前記
信号Ｉと信号R₁とを第３の乗算器により乗算した乗算値
Ｉ・R₁と、前記信号Ｑと信号R₂とを第４の乗算器に乗算
した乗算値Ｑ・R₂とをそれぞれ被検波信号として得るよ
うにしたものである。

また、本発明における前記第１の乗算器の乗算値の時
系列パターンと、前記被検波信号の時系列パターンの時
間差測定手段は、前記第１の乗算器の出力を第１のロー
パスフィルタにより帯域制限して得られるパルス状基準
信号の最大値発生時刻と、前記第３及び第４の乗算器の
乗算値Ｉ・R₁及びＱ・R₂を第２及び第３のローパスフィ
ルタにより、それぞれ帯域制限して得られる信号を第１
及び第２の２乗器によりそれぞれ２乗演算し、この演算
結果の２乗値の和を加算器により求めることにより得ら
れたパルス状検出信号の最大値発生時刻との間の時間を
時間計測器により測定するものである。

さらに信号強度可変器は、炉内のスラグ面からの反射
信号が大きくなった場合には、マイクロ波データ装置内
部において信号の飽和が生じないように送信信号又は受
信信号を減衰させ、反射信号強度が小さくなった場合に
は送信信号又は受信信号を増幅し、マイクロ波レーダ装
置内部での信号レベルが常に一定となるように信号強度
を調整する。

また、平均演算器は、マイクロ波レーダ装置からレベ
ル計測値と受信強度信号を入力し、任意の時間内に得ら
れたレベル計測値の平均演算を行う。この平均演算にお
いては、受信強度信号の値が設定値より小さい場合には
そのときのレベル計測値を無視して平均演算を行い、炉
内のスラグレベルの平均位置を求めて表示する。

［実施例］ 第１図は本発明を実施した転炉の模式図、第２図は本
発明の要部をなすマイクロ波レーダ装置の一実施例のブ
ロック図、第３図は第２図の動作を説明するための波形
図、第４図は７ビットのＭ系列信号発生器の構成図で、
（45）は７段構成のシフトレジスタ、（46）は排他的論
理和回路である。

第１図において、（１）は溶融還元炉、（２）は溶
鋼、（３）はスラグ、（４）はフード、（５）はランス
である。（６）はマイクロ波レーダ装置を主要部とする
計測装置で、導波管を介して送信アンテナ（７）と受信
アンテナ（８）に接続されており、両アンテナ（７），
（８）はフード（４）に設けた穴を通して炉内に挿入さ
れ、炉内のスラグ（３）のレベルを計測する。

次に、第２図により第３図及び第４図を参照して本発
明の動作を説明する。第２図において、（10）は計測装
置（６）の主要部を構成するマイクロ波レーダ装置であ
り、これは前述の特願昭63-250784号の発明と基本的に
同じものである。

マイクロ波レーダ装置（10）において、擬似ランダム
信号発生器（18），（19）は例えばＭ系列信号発生器が
使用できる。第４図は７ビットのＭ系列信号発生器の構
成を示しており、例えばECL（エミッタ・カップル・ロ
ジック）素子による７段構成のシフトレジスタと、排他
的論理和回路（46）により構成される。Ｍ系列信号は符
号の“1"（正電圧の＋Ｅが対応する）と“0"（負電圧の
−Ｅが対応する）の組み合せによる周期性循還信号であ
り、本実施例の７ビットの場合、2⁷−１＝127個（127チ
ップともいう）の信号を発生すると１周期が完了し、こ
の周期を繰り返した循還信号を発生する。擬似ランダム
信号発生器（18），（19）は同一回路で構成されるた
め、両者の出力信号は全く同一パターンの信号となる。
ただし、供給されるクロック周波数がわずかに異なるた
めその１周期もわずかに異っている。また擬似ランダム
信号としてはＭ系列信号以外にも、ゴールド系列信号、
JPL系列信号を使用することができる。

クロック発生器（16），（17）は共に水晶発振子を内
蔵し、十分周波数の安定したクロック信号を発生する
が、その発生周波数がわずかに異っている。本実施例で
はクロック発生器（16）の発生周波数f₁は100.004MHz、
クロック発生器（17）の発生周波数f₂は99.996MHzと
し、その周波数差はf₁-f₂＝8kHzとしている。

クロック発生器（16）及び（17）からそれぞれ出力さ
れるクロック信号f₁及びf₂は、それぞれ擬似ランダム信
号発生器（18）及び（19）に供給される。擬似ランダム
信号発生器（18）及び（19）は、駆動用クロック信号の
周波数差によりそれぞれの１周期がわずかに異なるが同
一パターンのＭ系列信号M₁及びM₂を出力する。いま２つ
のＭ系列信号M₁及びM₂の周期を求めると、 M₁の周期＝127×1/100.004MHz≒1269.9492ns M₂の周期＝127×1/99.996MHz ≒1270.0508ns となる。即ち２つのＭ系列信号M₁及びM₂は約1270ns（10
^-9秒）の周期を有すが、両者の周期には約0.1nsの時間
差がある。それ故この２つのＭ系列信号M₁及びM₂を循還
して発生させ、ある時刻t_aで２つのＭ系列信号のパター
ンが一致したとすると、１周期の時間経過毎に0.1nsの
ずれが両信号間に生じ、100周期後には10nsのずれが両
信号間に生ずる。ここでＭ系列信号は１周期1270nsに12
7個の信号を発生するので、１信号の発生時間は10nsで
ある。従って２つのＭ系列信号M₁及びM₂間に10nsのずれ
が生ずるということは、Ｍ系列信号が１個分ずれたこと
に相当する。擬似ランダム信号発生器（18）の出力M₁は
乗算器（20）及び（13）に、また擬似ランダム信号発生
器（19）の出力M₂は乗算器（20）及び（23）にそれぞれ
供給される。

搬送波発生器（11）は例えば周波数約10GHzのマイク
ロ波を発振し、その出力信号は分配器（12）により分配
され、乗算器（13）及びハイブリッド結合器（15）に供
給される。乗算器（13）は例えばダブルバランスドミク
サにより構成され、分配器（12）より入力される周波数
約10GHzの搬送波と擬似ランダム信号発生器（18）より
入力されるＭ系列信号M₁との乗算を行ない、搬送波を位
相変調したスペクトル拡散信号を出力し、送信器（14）
へ供給する。送信器（14）は入力されたスペクトル拡散
信号を電力増幅し、送信アンテナ（５）を介して電磁波
に変換し、炉（１）内に向けて放射する。ここで周波数
10GHzの電磁波の空中での波長は3cmであり、炉（１）内
の粉塵や煙の粒子に比べて十分長いので、粉塵等の影響
を受けにくい。

また送信アンテナ（７）及び受信アンテナ（８）は例
えばホーンアンテナを用い、指向性を鋭く絞ることによ
りスラグ面以外からの反射電力を可及的に小さくしてい
る。なお、アンテナゲインはいずれも約20dB程度であ
る。送信アンテナ（７）から炉（１）内に向けて放射さ
れた電磁波はスラグの表面で反射され、受信アンテナ
（８）を介して電気信号に変換されて受信器（22）へ入
力される。受信器（22）へ入力信号が供給されるタイミ
ングは、当然送信アンテナ（７）から電磁波が放射され
たタイミングから、電磁波が炉（１）内のスラグ面まで
の距離を往復し、受信アンテナ（８）に到達するまでの
電磁波の伝播時間だけ遅延している。受信器（22）は入
力信号を増幅して乗算器（23）へ供給する。

一方乗算器（20）に擬似ランダム信号発生器（18）及
び（19）からそれぞれ入力されたＭ系列信号M₁及びM₂は
乗算され、その乗算値の時系列信号はローパスフィルタ
（21）へ供給される。第３図の（ア）はこのローパスフ
ィルタ（21）への入力信号、即ち乗算器（20）の乗算値
である時系列信号を示した波形であり、乗算器（20）へ
入力される２つの擬似ランダム信号の位相が一致してい
る場合は＋Ｅの出力電圧が継続するが、両信号の位相が
一致していない場合は＋Ｅと−Ｅの出力電圧がランダム
に発生する。

ローパスフィルタ（21），（27），（28）は周波数の
帯域制限を行なうことにより一種の積分機能を有し、両
信号の相関演算値の積分信号として両信号の位相が一致
している場合には、第３図の（イ）に示されるようなパ
ルス状信号を出力する。また両信号の位相が不一致の場
合には出力は零となる。従ってローパスフィルタ（21）
の出力には周期的にパルス状信号が発生する。このパル
ス状信号は時刻の基準信号として時間測定器（32）へ供
給される。この基準信号の周期T_Bは、本実施例の場合
は、擬似ランダム信号を７ビットのＭ系列信号M₁及びM₂
としたので、１周期の波数Ｎは2⁷−１＝127であり、f₁
＝100.004MHz、f₂＝99.996MHzであるので、T_B＝15.875m
sとなる。この基準信号とその周期T_Bは第３図の（エ）
に示される。

また、乗算器（23）へは受信器（22）からの受信信号
と、擬似ランダム信号発生器（19）からのＭ系列信号M₂
が入力され、両信号の乗算が行なわれる。この乗算器
（23）の乗算結果は、第１のＭ系列信号M₁により送信用
搬送波が位相変調される受信信号の被変調位相と、第２
のＭ系列信号M₂の位相が一致している場合は位相の揃っ
た搬送波信号とし出力され、受信信号の被変調位相とＭ
系列信号M₂の位相が異なるときには、位相のランダムな
搬送波として出力され、分配器（24）へ供給される。

分配器（24）は入力信号を２つに分配し、その分配出
力R₁及びR₂をそれぞれ乗算器（25）及び（26）へ供給す
る。分配供給（12）より送信用搬送波の一部が供給され
たハイブリッド結合器（15）は、入力信号に対して同相
成分の（位相０度の）信号Ｉと、直角成分の（位相90度
の）信号Ｑとを出力し、それぞれ乗算器（25）及び（2
6）へ供給する。乗算器（25）はハイブリッド結合器（1
5）より入力する信号Ｉ（即ち搬送波発振器（11）の出
力と同相の信号）と、分配器（24）より入力する前記信
号R₁との乗算を行ない、同様に乗算器（26）は入力する
信号Ｑ（即ち搬送波発振器（11）の出力と90度位相の異
なる信号）と前記信号R₂との乗算を行ない、それぞれ受
信信号中の位相０度成分（Ｉ・R₁）と位相90度成分（Ｑ
・R₂）とを抽出し、被検波信号として出力する。この被
検波信号としての信号Ｉ・R₁とＱ・R₂はそれぞれローパ
スフィルタ（27）及び（28）へ供給される。

ローパスフィルタ（27）及び（28）は周波数の帯域制
限を行なうことにより積分機能を有し、２信号の相関演
算値の積分を行なう。即ち乗算器（23）の出力より分配
器（24）を介して乗算器（25）に入力する前記信号R
₁と、ハイブリッド結合器（15）より乗算器（25）に入
力する前記信号Ｉの位相が一致したとき、同様に乗算器
（26）に入力する前記信号R₂と信号Ｑの位相が一致した
とき、乗算器（25）及び（26）の出力信号はそれぞれ一
定極性のパルス信号（電圧＋Ｅのパルス信号）となり、
この信号を積分したローパスフィルタ（27）及び（28）
の出力には大きな正電圧が得られる。また前記信号R₂と
信号Ｉの位相の不一致のとき、及び前記信号R₁と信号Ｑ
の位相の不一致のとき、乗算器（25）及び（26）の出力
信号は、それぞれランダムに変化する正負両極性のパル
ス信号（即ち電圧＋Ｅと−Ｅのパルス信号）となり、こ
の信号を積分したローパスフィルタ（27）及び（28）の
出力は零となる。ローパスフィルタ（27）及び（28）に
より上記の如く積分処理された位相０度成分と、位相90
度成分の信号はそれぞれ２乗器（29）及び（30）に供給
される。２乗器（29）及び（30）はそれぞれ入力信号の
振巾を２乗演算し、その演算結果の出力信号を加算器
（31）に供給する。加算器（31）は両入力信号を加算し
て第３図の（ウ）に示すようなパルス状検出力信号を出
力し、時間測定器（32）に供給する。

いまこの検出信号の最大値発生時刻をt_bとする。この
ように受信信号とＭ系列信号M₂との相関処理により得ら
れた信号から送信用搬送波の位相０度成分と位相90度成
分をそれぞれ検波し、この被検波信号をそれぞれ積分処
理後２乗演算し、この一対の２乗値の和としてスラグレ
ベル検出信号を得る方式は構成が多少複雑であるが、高
感度のスラグレベル検出信号を得ることができる。また
Ｍ系列信号のような擬似ランダム信号の相関出力を得る
ようにしているので雑音の影響を低減し信号を強調する
ため、信号対雑音比（S/N）の高い計測システムを実現
することができる。勿論搬送波の検波方式としては、ク
リスタルを用いた検波方式があり、感度は低下するが、
構成が単純化されるので、仕様及びコストによりこの方
式を採用することもできる。

時間測定器（32）はローパスフィルタ（21）から入力
される基準信号の最大値の発生時刻t_aと、加算器（31）
から入力される検出信号の最大値の発生時刻t_bとの間の
時間T_Dを測定する。このため時間測定器（32）は２つの
入力信号の最大値発生時刻を検出する機能を有する。例
えば、入力電圧値をクロック信号により逐次サンプルホ
ールドして、現在のクロック信号によるサンプル値と、
クロック信号の１つ前のサンプル値とを電圧比度器によ
り逐次比較して、入力信号の時間に対する増加状態から
減少状態に反転する時刻を検出することにより、入力信
号の最大値発生時刻を検出することができる。前記時間
T_Dは第３図（エ）に示される基準信号の最大値発生時刻
t_aと、（ウ）に示される検出信号の最大値発生時刻t_bと
の間の時間として示される。

（35）は信号強度可変器で、本実施例ではマイクロ波
レーダ装置（10）の受信端と炉内に挿入される受信アン
テナ（８）との間に設けているが、マイクロ波レーダ装
置（10）の送信端と送信アンテナ（７）との間に設けて
もよい。（42）はマイクロ波レーダ装置（10）の出力側
に設けた平均演算器、（43）はCRTによる表示部であ
る。

第５図に信号強度可変器（35）の一実施例を示す。マ
イクロ波レーダ装置（10）から入力された受信強度信号
のピーク値から制御信号を求め、可変減衰器（41）へ入
力するものである。可変減衰器（41）は入力される制御
信号の信号強度に比例して信号の減衰を行うもので、制
御信号の入力がない場合には信号をそのまま通過させ
る。

本実施例の信号強度可変器（35）においては、マイク
ロ波レーダ装置（10）の加算器（31）からの受信強度信
号を不感帯回路（36）に入力し、入力された信号が一定
のレベルに達しなければ制御信号を出力せず、可変減衰
器（41）における信号の減衰を行わない。不感帯回路
（36）の制限値以上の信号が入力された場合、この信号
は増幅器（37）で増幅された後ピークホールド回路（3
8）に入力される。そしてこのピークホールド回路（3
8）は入力されるパルス信号の周期と同程度の時定数を
持ち、入力パルスのピーク値を保持、出力する。この保
持された信号に増幅器（39）で増幅及びオフセットを加
えることにより可変減衰器（41）に対する制御信号を
得、可変減衰器（41）における減衰量を決定する。

実際にこの信号強度可変器（35）により信号の制御を
行った様子を第６図に示す。

第６図（ａ）は信号強度可変器（35）の動作を示し、
入力される受信強度信号に対する制御信号の出力の変
化、すなわち可変減衰器（41）の減衰量の変化を示して
いる。制御信号は受信強度信号が不感帯回路（36）によ
り定まる制限値以上となった場合には、受信強度信号に
比例した信号となる。本実施例ではこの制限値を0.7Vと
しており、受信強度信号の最大値が0.7V以上となった場
合に制御信号の出力を行っている。

第６図（ｂ）は計測装置（６）全体の信号レベルの様
子を示す線図で、受信アンテナ（８）で受信される反射
信号強度と受信強度信号の関係を示しており、反射信号
強度が小さい領域では受信強度信号の値も小さく、信号
強度可変器（35）による信号減衰は行なわれないので、
反射信号強度と受信強度信号は比例しているが、反射信
号強度が増大するに伴い、信号強度可変器（35）での信
号の減衰が行われ、反射信号強度が数十dB変化した場合
でも、受信強度信号の変化を小さく抑えることが可能と
なった。

平均演算器（42）における平均演算処理の流れを第７
図に示す。平均演算器（42）はマイクロ波レーダ装置
（10）の距離積算器（33）からレベル計測値を、また加
算器（31）から受信強度信号を入力し、受信強度信号の
ピーク値が任意の設定値より大きい場合には、入力され
たレベル計測値をレベル値の和sumに加算し、受信強度
信号が設定値より小さい場合には、入力されたレベル計
測値の加算を行わない。次に加算を行った期間の時間が
設定値に達した場合には、レベル計測値を加算した回数
でレベル値の和sumを除算し、平均のスラグレベルを
求め、レベル値の和sumをゼロとして次の平均値演算の
準備を行い、処理の最初に戻って次の信号入力を行う。
加算期間の時間が設定値に達していない場合には、直接
次の信号入力へ戻る。

なお、本実施例においては、これらの平均演算処理は
パーソナルコンピュータを使って行ない、平均のスラグ
レベルの演算結果を、表示部（43）（CRT）に出力し
た。

［発明の効果］ 以上のように本発明によれば、第１の擬似ランダム信
号により位相変調された搬送波をスラグ面に向けて送信
し、スラグ面から反射して得られた受信信号と第２の擬
似ランダム信号を乗算して得られた搬送波を検波して得
られた被検波信号の時系列パターンと、第１及び第２の
擬似ランダム信号を直接乗算して得られた乗算値の時系
列パターンとの時間差を測定したスラグ面との距離を測
定するようにしたので、次の効果が得られる。

（１）非接触計測であるため、アンテナ等のセンサ部分
の耐久性が確保でき、装置の取付けも容易で保守も簡単
となる。

（２）連続測定であるため、応答性が速い計測が可能と
なる。

（３）従来高速信号を使用した計測が、本発明により比
較的簡単な構成の回路により低速信号へ変換されるた
め、安価で小型の装置が実現できる。また、調整も容易
となる。

（４）スラグ面から反射され受信後相関処理の施された
搬送波を検波し検出信号を得る手段として、相関処理後
の搬送波から送信用搬送波との同相成分と直角成分を取
り出し、それぞれローパスフィルタを介して２乗演算後
加算して検出信号を得るので、きわめて高感度でスラグ
レベルを検出できる効果がある。

（５）第１の擬似ランダム信号によって位相変調された
搬送波を送信し、スラグ面から反射された受信信号は、
第１の擬似ランダム信号と同一パターンで周波数の近接
した第２の擬似ランダム信号により相関処理した搬送波
を得る方法により、スラグ面からの検出信号と基準信号
との間の計測時間を時間軸上できわめて大きく拡大した
（本実施例では12,500倍にも拡大した）ので、スラグ面
の距離を短距離から精度良く計測できるのみならず、ス
ラグ面からの所望反射信号と対象範囲外からの不要反射
信号は、検出信号の発生時間軸上で明確に区別し分離す
ることができる。従って炉内のスラグレベルを計測する
場合に、炉内のような狭い空間で不要な反射波の発生し
やすい計測環境においても、不要反射波を除去し安定し
たスラグレベルの計測ができる。

（６）また、炉内のスラグ面の変動等に伴ないスラグ面
におけるマイクロ波反射信号の強度変化を生じた場合で
も、受信器による信号強度の調整により検知信号強度の
変動を抑え、信号の飽和や信号レベルの減少に伴う誤差
の発生を抑え、炉内のスラグレベル位置の測定をより正
確に行なうことができる。

（７）急激なスラグレベルの変動により一時的に信号レ
ベルが減少した場合でも、S/N比の悪い測定値を無視し
て測定値の平均処理を行うことにより、炉内のスラグレ
ベル位置の正確な測定が可能になった。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例の模式図、第２図は本発明実施例
のブロック図、第３図は第２図の動作を説明するための
波形図、第４図は７ビットのＭ系列信号発生器の構成
図、第５図は信号強度可変器の実施例を示すブロック
図、第６図はその動作を示す線図、第７図は平均演算器
の信号処理の流れを示すフローチャートである。 （１）……溶融還元炉、（２）……溶鋼、（３）……ス
ラグ、（５）……ランス、（６）……計測装置、（７）
……送信アンテナ、（８）……受信アンテナ、（10）…
…マイクロ波レーダ装置、（11）……搬送波発振器、
（12），（24）……分配器、（13），（20），（23），
（25），（26）……乗算器、（14）……送信器、（15）
……ハイブリット結合器、（16），（17）……クロック
信号発生器、（18），（19）……擬似ランダム信号発生
器、（21），（27），（28）……ローパスフィルタ、
（22）……受信器、（29），（30）……二乗器、、（3
1）……加算器、（32）……時間測定器、（33）……距
離換算器、（35）……信号強度可変器、（42）……平均
演算器。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の擬似ランダム信号発生手段と、該第
   １の擬似ランダム信号発生手段の出力信号と同一パター
   ンで周波数のわずかに異なる第２の擬似ランダム信号発
   生手段と、前記第１の擬似ランダム信号発生手段の出力
   と前記第２の擬似ランダム信号発生手段の出力との乗算
   を行なう第１乗算器と、搬送波発生手段と、前記第１の
   擬似ランダム信号発生手段の出力により前記搬送波発生
   手段の出力信号を変調した信号を送信信号とし炉内に挿
   入された送信アンテナからスラグ面に送信する送信手段
   と、前記スラグ面からの反射信号を炉内に挿入された受
   信アンテナにより受信して受信信号を得る受信手段と、
   該受信手段の出力と前記第２の擬似ランダム信号発生手
   段の出力との乗算を行なう第２の乗算器と、該第２の乗
   算器より出力される搬送波を検波して受信強度信号を出
   力する検波手段と、該検波手段より出力される被検波信
   号の時系列パターンと前記第１の乗算器より出力される
   乗算値の時系列パターンとの時間差を測定してレベル計
   測値を出力する手段とからなるマイクロ波レーダ装置を
   有し、前記送信手段と送信アンテナとの間又は前記受信
   アンテナと受信手段との間に挿入され、前記検波手段よ
   り出力される受信強度信号にしたがって入力されるマイ
   クロ波強度信号を変化させて出力する信号強度可変器を
   設けたことを特徴とする炉内のスラグレベル計測装置。
2. 【請求項２】前記信号強度可変器に代えて、前記レベル
   計測値の平均演算を行なう平均演算器を設けたことを特
   徴とする請求項（１）記載の炉内のスラグレベル計測装
   置。
3. 【請求項３】前記レベル計測値の平均演算を行なう平均
   演算器を設けたことを特徴とする請求項（１）記載の炉
   内のスラグレベル計測装置。
4. 【請求項４】前記平均演算器は、前記受信強度信号の値
   が設定値より低い場合は、そのときのレベル計測値を無
   視して平均演算処理を行なう機能を備えたことを特徴と
   する請求項（２）又は（３）記載の炉内のスラグレベル
   計測装置。