JPH08266039A - 直流安定化電源装置 - Google Patents
直流安定化電源装置Info
- Publication number
- JPH08266039A JPH08266039A JP7064085A JP6408595A JPH08266039A JP H08266039 A JPH08266039 A JP H08266039A JP 7064085 A JP7064085 A JP 7064085A JP 6408595 A JP6408595 A JP 6408595A JP H08266039 A JPH08266039 A JP H08266039A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- switching means
- pass filter
- stabilized
- choke coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 出力電圧を広範囲に変化させることができ、
且つ、効率良く、安定的な動作を可能とした直流安定化
電源装置を提供する。 【構成】 従来から知られている降圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータのフライホイールダイオードおよびスイッチング
素子を、それぞれ相補的に開閉し且つ双方向への電流通
過を可能としたスイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ２）に
置き替え、しかもブリーダ回路を削除する。負荷電流が
減少していきチョークコイルＬの臨界電流値以下になっ
たとしても、第１および第２のスイッチング素子ＳＷ
１，ＳＷ２には双方向の電流が流れるため、ローパスフ
ィルタに含まれるチョークコイルＬに流れる電流は不連
続とならない。
且つ、効率良く、安定的な動作を可能とした直流安定化
電源装置を提供する。 【構成】 従来から知られている降圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータのフライホイールダイオードおよびスイッチング
素子を、それぞれ相補的に開閉し且つ双方向への電流通
過を可能としたスイッチング素子（ＳＷ１，ＳＷ２）に
置き替え、しかもブリーダ回路を削除する。負荷電流が
減少していきチョークコイルＬの臨界電流値以下になっ
たとしても、第１および第２のスイッチング素子ＳＷ
１，ＳＷ２には双方向の電流が流れるため、ローパスフ
ィルタに含まれるチョークコイルＬに流れる電流は不連
続とならない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、降圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータを備えた直流安定化電源装置に関するものであ
る。
バータを備えた直流安定化電源装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図５は、従来から知られている降圧型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを示す。本図において、Ｅi は直流
電源、ＳＷ１はスイッチング素子、ＬおよびＣはＬＣ型
ローパスフィルタを形成するためのチョークコイルおよ
びコンデンサ、Ｄはスイッチング素子ＳＷ１をＯＦＦし
たときに生じる逆起電力を還流させるためのフライホイ
ールダイオード、ＲB は負荷の変動に対応して安定的な
出力を得るためのブリーダ抵抗である。
Ｃ−ＤＣコンバータを示す。本図において、Ｅi は直流
電源、ＳＷ１はスイッチング素子、ＬおよびＣはＬＣ型
ローパスフィルタを形成するためのチョークコイルおよ
びコンデンサ、Ｄはスイッチング素子ＳＷ１をＯＦＦし
たときに生じる逆起電力を還流させるためのフライホイ
ールダイオード、ＲB は負荷の変動に対応して安定的な
出力を得るためのブリーダ抵抗である。
【０００３】また図６は、図５に示した回路の動作を説
明するための波形図である。
明するための波形図である。
【０００４】このような降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに
おいては、負荷電流Ｉ0 が少なくなり、チョークコイル
Ｌの臨界電流値以下になると、チョークコイルＬの電流
ＩLが不連続になる（図６参照）。このとき、出力電圧
Ｅ0 を一定に保つためには、スイッチング素子ＳＷ１の
ＯＮ時間を短くしてＯＮデューティを狭くする必要があ
る。
おいては、負荷電流Ｉ0 が少なくなり、チョークコイル
Ｌの臨界電流値以下になると、チョークコイルＬの電流
ＩLが不連続になる（図６参照）。このとき、出力電圧
Ｅ0 を一定に保つためには、スイッチング素子ＳＷ１の
ＯＮ時間を短くしてＯＮデューティを狭くする必要があ
る。
【０００５】しかし、ＯＮ時間を短くするのには限界が
あるため、実際にはスイッチング動作が間欠的になる現
象（間欠スイッチング動作）が発生する場合がある。こ
のとき音がしたり、出力リップルが大きくなったり、通
常より低い周波数のノイズが発生したりする問題点があ
る。
あるため、実際にはスイッチング動作が間欠的になる現
象（間欠スイッチング動作）が発生する場合がある。こ
のとき音がしたり、出力リップルが大きくなったり、通
常より低い周波数のノイズが発生したりする問題点があ
る。
【０００６】また、出力電圧Ｅ0 を広範囲に変化させる
とき、例えば０Ｖから１０Ｖまで変化させるときには、
上述した問題点が顕著になるため、出力電圧Ｅ0 を広範
囲に変化させる直流安定化電源装置には技術的な困難が
伴っていた。
とき、例えば０Ｖから１０Ｖまで変化させるときには、
上述した問題点が顕著になるため、出力電圧Ｅ0 を広範
囲に変化させる直流安定化電源装置には技術的な困難が
伴っていた。
【０００７】そこで、このような間欠スイッチング動作
を防止するため、図５に示した従来例では、負荷と並列
にブリーダ抵抗ＲB （または、可変ブリーダ回路：図示
せず）を接続しておき、負荷の大小によっても、負荷電
流が所定値以下に下がらないようにしている。
を防止するため、図５に示した従来例では、負荷と並列
にブリーダ抵抗ＲB （または、可変ブリーダ回路：図示
せず）を接続しておき、負荷の大小によっても、負荷電
流が所定値以下に下がらないようにしている。
【０００８】また、チョークコイルの臨界電流値を小さ
くするためには、図７に示すように、２個のチョークコ
イルＬ１，Ｌ２を直列に接続することが知られている。
すなわち、第１のチョークコイルＬ１には低電流・高イ
ンダクタンス特性を、第２のチョークコイルＬ２には高
電流・低インダクタンス特性を持たせる（図８参照）こ
とにより、チョークコイルの臨界電流値を低下させるも
のである。
くするためには、図７に示すように、２個のチョークコ
イルＬ１，Ｌ２を直列に接続することが知られている。
すなわち、第１のチョークコイルＬ１には低電流・高イ
ンダクタンス特性を、第２のチョークコイルＬ２には高
電流・低インダクタンス特性を持たせる（図８参照）こ
とにより、チョークコイルの臨界電流値を低下させるも
のである。
【０００９】さらに、チョークコイル単体の特性とし
て、流れる電流が小さいときに大きなインダクタンスが
得られるものを選択することにより、チョークコイルの
臨界電流値を下げることも可能である。
て、流れる電流が小さいときに大きなインダクタンスが
得られるものを選択することにより、チョークコイルの
臨界電流値を下げることも可能である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ブリー
ダ抵抗ＲB を用いる図５の従来例では、無駄な電力がブ
リーダ抵抗で消費されるので、効率が悪くなるという欠
点がある。
ダ抵抗ＲB を用いる図５の従来例では、無駄な電力がブ
リーダ抵抗で消費されるので、効率が悪くなるという欠
点がある。
【００１１】また、図７に示した従来例では、電流の値
によりチョークコイルの特性が変化するので（図８参
照）、チョークコイルとコンデンサとの関係が変化し、
出力電圧Ｅ0 を安定化するための制御系（図示せず）が
不安定になるという問題が存在し、前述の動作上の諸問
題が発生する。
によりチョークコイルの特性が変化するので（図８参
照）、チョークコイルとコンデンサとの関係が変化し、
出力電圧Ｅ0 を安定化するための制御系（図示せず）が
不安定になるという問題が存在し、前述の動作上の諸問
題が発生する。
【００１２】また、どちらの場合にも、負荷電流Ｉ0 が
臨界電流値以下になる場合があると、上記と同様に出力
を安定化する制御系が不安定になる可能性がある。
臨界電流値以下になる場合があると、上記と同様に出力
を安定化する制御系が不安定になる可能性がある。
【００１３】よって本発明の目的は、上述の点に鑑み、
出力電圧を広範囲に変化させることができ、且つ、効率
良く、安定的な動作を可能とした直流安定化電源装置を
提供することにある。
出力電圧を広範囲に変化させることができ、且つ、効率
良く、安定的な動作を可能とした直流安定化電源装置を
提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明は、直流電源部と第１のスイッチング手段
とローパスフィルタとを縦続接続して成る降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータを備えた直流安定化電源装置であって、
前記第１のスイッチング手段の出力端と前記ローパスフ
ィルタの入力端との共通接続点に第２のスイッチング手
段の一端を接続すると共に、該第２のスイッチング手段
の他端を前記ローパスフィルタおよび前記直流電源部の
コモンラインに接続し、前記第１および第２のスイッチ
ング手段を相補的に開閉せしめる構成とする（図１参
照）。
めに、本発明は、直流電源部と第１のスイッチング手段
とローパスフィルタとを縦続接続して成る降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータを備えた直流安定化電源装置であって、
前記第１のスイッチング手段の出力端と前記ローパスフ
ィルタの入力端との共通接続点に第２のスイッチング手
段の一端を接続すると共に、該第２のスイッチング手段
の他端を前記ローパスフィルタおよび前記直流電源部の
コモンラインに接続し、前記第１および第２のスイッチ
ング手段を相補的に開閉せしめる構成とする（図１参
照）。
【００１５】ここで、前記第１および第２のスイッチン
グ手段として、バイポーラまたは電界効果トランジスタ
と、該トランジスタのコレクタ・エミッタ間またはドレ
イン・ソース間にそれぞれ並列接続したダイオードとを
用いることにより、双方向の電流通過を可能にすること
ができる（図３参照）。
グ手段として、バイポーラまたは電界効果トランジスタ
と、該トランジスタのコレクタ・エミッタ間またはドレ
イン・ソース間にそれぞれ並列接続したダイオードとを
用いることにより、双方向の電流通過を可能にすること
ができる（図３参照）。
【００１６】あるいは、前記第１および第２のスイッチ
ング手段として、２重拡散型の電力増幅用ＭＯＳ ＦＥ
Ｔと、該ＦＥＴのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダ
イオードを用いることにより、双方向の電流通過を可能
にすることができる（図４参照）。
ング手段として、２重拡散型の電力増幅用ＭＯＳ ＦＥ
Ｔと、該ＦＥＴのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダ
イオードを用いることにより、双方向の電流通過を可能
にすることができる（図４参照）。
【００１７】
【作用】本発明の上記構成によれば、負荷電流が減少し
ていきチョークコイルの臨界電流値以下になったとして
も、第１および第２のスイッチング手段には双方向の電
流（図２に示す通り、＋および−のＩ1 ，Ｉ2 ）が流れ
るため、ローパスフィルタに含まれるチョークコイルに
流れる電流は不連続とならない（図２に示すＩL参照：
図６に示した従来のＩL と異なりＩL ＝０とはならな
い）。
ていきチョークコイルの臨界電流値以下になったとして
も、第１および第２のスイッチング手段には双方向の電
流（図２に示す通り、＋および−のＩ1 ，Ｉ2 ）が流れ
るため、ローパスフィルタに含まれるチョークコイルに
流れる電流は不連続とならない（図２に示すＩL参照：
図６に示した従来のＩL と異なりＩL ＝０とはならな
い）。
【００１８】
【実施例】以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳
細に説明する。
細に説明する。
【００１９】実施例１ 図１は、本発明の第１の実施例による降圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータを示す。本実施例では、２つのスイッチング
素子ＳＷ１およびＳＷ２を備えており、これらスイッチ
ング素子は相補的に（すなわち、逆相関係で）開閉され
る。なお、直流電源Ｅi 、ローパスフィルタを形成する
チョークコイルＬおよびコンデンサＣは、図５に示した
従来例と同様である。
コンバータを示す。本実施例では、２つのスイッチング
素子ＳＷ１およびＳＷ２を備えており、これらスイッチ
ング素子は相補的に（すなわち、逆相関係で）開閉され
る。なお、直流電源Ｅi 、ローパスフィルタを形成する
チョークコイルＬおよびコンデンサＣは、図５に示した
従来例と同様である。
【００２０】図２は、図１に示した回路の動作を示す波
形図である。この図２と図６（従来例の波形図）とを比
較することから明らかなように、本実施例では負荷電流
Ｉ0の減少に伴って、２つのスイッチング素子ＳＷ１，
ＳＷ２に流れる相補的な電流Ｉ1 ，Ｉ2 も徐々に減少し
ていく。しかしながら、チョークコイルＬの臨界電流値
以下になった場合にも、これらの電流Ｉ1 ，Ｉ2 は正ま
たは負の方向に変化するため、チョークコイルＬに流れ
る電流ＩL も正または負の微小電流値を採り、不連続と
はならない。他方、図６に示した従来例では、負荷電流
Ｉ0 の減少に伴って、ＩL ＝０の期間が存在する。
形図である。この図２と図６（従来例の波形図）とを比
較することから明らかなように、本実施例では負荷電流
Ｉ0の減少に伴って、２つのスイッチング素子ＳＷ１，
ＳＷ２に流れる相補的な電流Ｉ1 ，Ｉ2 も徐々に減少し
ていく。しかしながら、チョークコイルＬの臨界電流値
以下になった場合にも、これらの電流Ｉ1 ，Ｉ2 は正ま
たは負の方向に変化するため、チョークコイルＬに流れ
る電流ＩL も正または負の微小電流値を採り、不連続と
はならない。他方、図６に示した従来例では、負荷電流
Ｉ0 の減少に伴って、ＩL ＝０の期間が存在する。
【００２１】なお、出力「電圧」を変化させるために
は、ＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変
えて行うことはいうまでもない。
は、ＳＷ１，ＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比を変
えて行うことはいうまでもない。
【００２２】実施例２ 図３は、本発明の第２の実施例を示す。本実施例では、
スイッチング素子として相補的にＯＮ／ＯＦＦするバイ
ポーラトランジスタＴＲ１，ＴＲ２を用いている。しか
し、これらのトランジスタは単方向性スイッチとして作
用するので、各トランジスタには並列にダイオードＤ
１，Ｄ２をそれぞれ接続することにより、いずれの方向
にも電流が流れるようにしてある。なお、ローパスフィ
ルタ（Ｌ，Ｃ）と並列に接続されているダイオードＤ２
は、図５に示した従来例におけるフライホイールダイオ
ードＤと同一の位置に接続されているが、図２のダイオ
ードＤ２は、あくまで、トランジスタＴＲ２とは逆方向
の導通電流を得るためのものである。
スイッチング素子として相補的にＯＮ／ＯＦＦするバイ
ポーラトランジスタＴＲ１，ＴＲ２を用いている。しか
し、これらのトランジスタは単方向性スイッチとして作
用するので、各トランジスタには並列にダイオードＤ
１，Ｄ２をそれぞれ接続することにより、いずれの方向
にも電流が流れるようにしてある。なお、ローパスフィ
ルタ（Ｌ，Ｃ）と並列に接続されているダイオードＤ２
は、図５に示した従来例におけるフライホイールダイオ
ードＤと同一の位置に接続されているが、図２のダイオ
ードＤ２は、あくまで、トランジスタＴＲ２とは逆方向
の導通電流を得るためのものである。
【００２３】また、バイポーラトランジスタの替わりに
ＦＥＴを用い得ることは勿論である。
ＦＥＴを用い得ることは勿論である。
【００２４】実施例３ 図４は、本発明の第３の実施例を示す。本実施例では、
図３に示したバイポーラトランジスタの替わりに、二重
拡散型の電力用ＭＯＳ ＦＥＴを用いている。このＦＥ
Ｔのように、ドレイン・ソース間に等価的なダイオード
（寄生ダイオード）ＤＸが内蔵されている場合は、図３
のような外付けダイオードＤ１，Ｄ２を必要としない。
図３に示したバイポーラトランジスタの替わりに、二重
拡散型の電力用ＭＯＳ ＦＥＴを用いている。このＦＥ
Ｔのように、ドレイン・ソース間に等価的なダイオード
（寄生ダイオード）ＤＸが内蔵されている場合は、図３
のような外付けダイオードＤ１，Ｄ２を必要としない。
【００２５】しかも本実施例では、上記の内蔵ダイオー
ド（寄生ダイオード）ＤＸを使用することにより、順方
向電流通過による電力消費を低く抑えることができるの
で（すなわち、内蔵ダイオードの飽和電圧特性が極めて
低いので）、回路全体の効率を上げることができる。
ド（寄生ダイオード）ＤＸを使用することにより、順方
向電流通過による電力消費を低く抑えることができるの
で（すなわち、内蔵ダイオードの飽和電圧特性が極めて
低いので）、回路全体の効率を上げることができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したとおり本発明によれば、従
来から知られている降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのフラ
イホイールダイオードおよびスイッチング素子を、それ
ぞれ相補的に開閉し且つ双方向への電流通過を可能とし
たスイッチング素子に置き替え、しかもブリーダ回路を
削除した構成としてあるので、以下に列挙する格別な効
果が得られる。
来から知られている降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのフラ
イホイールダイオードおよびスイッチング素子を、それ
ぞれ相補的に開閉し且つ双方向への電流通過を可能とし
たスイッチング素子に置き替え、しかもブリーダ回路を
削除した構成としてあるので、以下に列挙する格別な効
果が得られる。
【００２７】出力電圧を広範囲に可変することができ
る。
る。
【００２８】安定かつ効率のよい動作を行うことがで
きる。
きる。
【００２９】出力電圧が一定の状態で負荷電流が変化
した場合にも、２つのスイッチング手段を作動させるた
めデューティは大きく変化しない。すなわち、常に安定
で正常な動作が維持できる。
した場合にも、２つのスイッチング手段を作動させるた
めデューティは大きく変化しない。すなわち、常に安定
で正常な動作が維持できる。
【００３０】直流重畳特性のフラットなチョークコイ
ルを使用できる。
ルを使用できる。
【００３１】従来は、コンデンサの電荷をブリーダ回
路と負荷抵抗とにより消費することで電圧の下降を行っ
ていたが、本発明では、入力電源にコンデンサの電荷が
移動されるため下降スピードが速くなるので、出力電圧
を変化させるとき、電圧の上昇時と同じスピードで下降
させることができる。
路と負荷抵抗とにより消費することで電圧の下降を行っ
ていたが、本発明では、入力電源にコンデンサの電荷が
移動されるため下降スピードが速くなるので、出力電圧
を変化させるとき、電圧の上昇時と同じスピードで下降
させることができる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】図１の動作を示す波形図である。
【図３】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図５】従来技術の一例を示す回路図である。
【図６】図５の動作を示す波形図である。
【図７】その他の従来技術を示す回路図である。
【図８】図７に示したチョークコイルの特性を示す線図
である。
である。
Ｅi 直流電源 ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチング素子 ＩＮＶ インバータ Ｌ チョークコイル Ｃ コンデンサ ＲB ブリーダ抵抗 Ｉ0 出力電流 Ｅ0 出力電圧
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源部と第１のスイッチング手段と
ローパスフィルタとを縦続接続して成る降圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを備えた直流安定化電源装置であって、 前記第１のスイッチング手段の出力端と前記ローパスフ
ィルタの入力端との共通接続点に第２のスイッチング手
段の一端を接続すると共に、該第２のスイッチング手段
の他端を前記ローパスフィルタおよび前記直流電源部の
コモンラインに接続し、 前記第１および第２のスイッチング手段を相補的に開閉
せしめることを特徴とする直流安定化電源装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記第１および第２
のスイッチング手段として、バイポーラまたは電界効果
トランジスタと、該トランジスタのコレクタ・エミッタ
間またはドレイン・ソース間にそれぞれ並列接続したダ
イオードとを用いることにより、双方向の電流通過を可
能としたことを特徴とする直流安定化電源装置。 - 【請求項３】 請求項１において、前記第１および第２
のスイッチング手段として、２重拡散型の電力増幅用Ｍ
ＯＳ ＦＥＴと、該ＦＥＴのドレイン・ソース間に存在
する内蔵ダイオードを用いることにより、双方向の電流
通過を可能としたことを特徴とする直流安定化電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7064085A JPH08266039A (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | 直流安定化電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7064085A JPH08266039A (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | 直流安定化電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08266039A true JPH08266039A (ja) | 1996-10-11 |
Family
ID=13247898
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7064085A Pending JPH08266039A (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | 直流安定化電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08266039A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000253594A (ja) * | 1999-02-19 | 2000-09-14 | Sagem Sa | バッテリ間で充電電流を伝達する装置 |
| JP2003178911A (ja) * | 2001-09-10 | 2003-06-27 | Oxford Instruments Superconductivity Ltd | 超伝導磁石組立体及び方法 |
| WO2003021757A3 (en) * | 2001-08-29 | 2003-12-04 | Oqo Inc | Bi-directional dc power conversion system |
| CN119675634A (zh) * | 2024-11-29 | 2025-03-21 | 深圳市瀚强科技股份有限公司 | 射频驱动装置以及射频电源系统 |
-
1995
- 1995-03-23 JP JP7064085A patent/JPH08266039A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000253594A (ja) * | 1999-02-19 | 2000-09-14 | Sagem Sa | バッテリ間で充電電流を伝達する装置 |
| WO2003021757A3 (en) * | 2001-08-29 | 2003-12-04 | Oqo Inc | Bi-directional dc power conversion system |
| US6690585B2 (en) | 2001-08-29 | 2004-02-10 | Oqo, Inc. | Bi-directional DC power conversion system |
| JP2003178911A (ja) * | 2001-09-10 | 2003-06-27 | Oxford Instruments Superconductivity Ltd | 超伝導磁石組立体及び方法 |
| CN119675634A (zh) * | 2024-11-29 | 2025-03-21 | 深圳市瀚强科技股份有限公司 | 射频驱动装置以及射频电源系统 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6441597B1 (en) | Method and apparatus for sensing output inductor current in a DC-to-DC power converter | |
| US7760525B2 (en) | Voltage regulator | |
| US9548714B2 (en) | Power converter with a dynamically configurable controller and output filter | |
| JP3357338B2 (ja) | バックコンバータ | |
| US5336985A (en) | Tapped inductor slave regulating circuit | |
| JP2835299B2 (ja) | 自励式ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US6487095B1 (en) | Multiphase zero-volt-switching resonant DC-DC regulator | |
| US8698463B2 (en) | Power converter with a dynamically configurable controller based on a power conversion mode | |
| US5973485A (en) | Method and apparatus for a multiple stage sequential synchronous regulator | |
| US5705919A (en) | Low drop-out switching regulator architecture | |
| JP2000092824A (ja) | スイッチングレギュレータおよびｌｓｉシステム | |
| CN109891730A (zh) | Dc-dc转换器 | |
| JPH04372212A (ja) | 増幅回路およびオーディオ信号増幅回路 | |
| JP2008533959A (ja) | 切換式電力変換器及びその動作方法 | |
| JPH03215168A (ja) | 多出力コンバータ及びその変調回路 | |
| US7453251B1 (en) | Voltage tracking reference for a power regulator | |
| CN109983684A (zh) | Dc-dc转换器 | |
| JPH10215567A (ja) | 電源回路 | |
| JPH10215568A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2002315317A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのスイッチングノイズ低減方法 | |
| JP2918006B2 (ja) | 昇圧型アクティブフィルタ回路 | |
| JP2605664Y2 (ja) | プッシュプル型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3583866B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH11355072A (ja) | 増幅回路 | |
| JP2976044B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |