JPH08307299A - 直交変調回路および受信回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スーパーヘテロダイン受信機に適した直交変
調回路を提供する。 【構成】 第１の交番信号および第２の交番信号の２倍
の周波数を発振周波数とする発振回路を設ける。この発
振回路の発振信号を分周して第１および第２の交番信号
を形成する分周回路を設ける。発振回路の発振信号の基
本波成分を分周回路にその分周入力として供給するロー
パスフィルタ３２を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、直交変調回路および
これを使用した受信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３は、コードレス電話機の親機および
子機における受信回路の一例を示す。この受信回路は、
ダブルスーパーヘテロダイン方式で、ダイレクトコンバ
ージョンタイプに構成されている。

【０００３】すなわち、相手機（親機あるいは子機）か
らのＦＭ信号Ｓrがアンテナ１により受信され、プリセ
レクタ用のバンドパスフィルタ２および高周波アンプ３
を通じて直交変換のＩ軸用及びＱ軸用の第１ミキサ回路
１１、２１に供給される。

【０００４】また、第１局部発振回路としてＰＬＬ１４
が設けられ、このＰＬＬ１４から、例えば図４に示すよ
うな交番信号（発振信号）Ｓ14が取り出される。すなわ
ち、この信号Ｓ14は、受信信号Ｓrのキャリア周波数ｆo
の２倍の周波数２ｆoで、デューティーレシオが50％の
矩形波信号とされる。

【０００５】そして、この交番信号Ｓ14が、分周回路１
５に供給され、図４に示すように、交番信号Ｓ14の立ち
上がりごとに反転する周波数ｆoの信号Ｓ15に分周さ
れ、この信号Ｓ15がミキサ回路１１に第１局部発振信号
として供給される。

【０００６】また、交番信号Ｓ14が分周回路２５に供給
され、図４に示すように、交番信号Ｓ14の立ち下がりご
とに反転するとともに、位相が信号Ｓ15よりもπ／２だ
け進んだ周波数ｆoの信号Ｓ25に分周され、この信号Ｓ2
5がミキサ回路２１に第１局部発振信号として供給され
る。

【０００７】したがって、簡単のため、図５Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側波帯の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側波帯の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωo＝２πｆo ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。

【０００８】また、簡単のため、信号Ｓ15、Ｓ25を、そ
の基本波成分により示すと、 Ｓ15＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ25＝Ｅ1・cosωoｔ Ｅ1：信号Ｓ15、Ｓ25の振幅 である。

【０００９】したがって、 Ｓ11、Ｓ12：ミキサ回路１１、２１の出力信号とすれ
ば、 Ｓ11＝Ｓr・Ｓ15 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ21＝Ｓr・Ｓ25 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。

【００１０】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ11、Ｓ21がローパスフィルタ１２、２２に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ12、Ｓ22として取り出され、 Ｓ12＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ22＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、上式および図５Ａからも明
らかなように、信号Ｓ12、Ｓ22は、ベースバンドの信号
である。

【００１１】そして、これら信号Ｓ12、Ｓ22が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供
給される。

【００１２】また、信号形成回路１６から、例えば図４
に示すように、最高可聴周波数の数倍の周波数２ｆs
で、デューティーレシオが50％の矩形波の交番信号Ｓ16
が取り出される。そして、この交番信号Ｓ16が分周回路
１７に供給され、図４に示すように、交番信号Ｓ16の立
ち上がりごとに反転する信号Ｓ17に分周され、この信号
Ｓ17がミキサ回路１３に第２局部発振信号として供給さ
れる。

【００１３】また、交番信号Ｓ16が分周回路２７に供給
され、図４に示すように、交番信号Ｓ16の立ち下がりご
とに反転するとともに、位相が信号Ｓ17よりもπ／２だ
け進んだ信号Ｓ27に分周され、この信号Ｓ27がミキサ回
路２３に第２局部発振信号として供給される。

【００１４】そして、簡単のため、信号Ｓ17、Ｓ27を、
その基本波成分により示し、 Ｓ17＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ27＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：信号Ｓ17、Ｓ27の振幅 ωs＝２πｆs ｆsは、例えば55ｋHz とする。

【００１５】したがって、 Ｓ13、Ｓ14：ミキサ回路１３、２３の出力信号 とすれば、 Ｓ13＝Ｓ12・Ｓ17 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ23＝Ｓ22・Ｓ27 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。

【００１６】そして、これらの信号Ｓ13、Ｓ23におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ13、Ｓ
23を変形すると、 Ｓ13＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ23＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。

【００１７】そして、これら信号Ｓ13、Ｓ23が加算回路
４に供給されて加算され、加算回路４からは、 Ｓ4＝Ｓ13＋Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ4が取り出される。

【００１８】そして、この加算信号Ｓ4を図示すると、
図５Ｂに示すようになり、この信号Ｓ4は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ4は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。

【００１９】そこで、この第２中間周波信号Ｓ4が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ５及びリミッタ
アンプ６を通じてＦＭ復調回路７に供給されてもとのオ
ーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子８
に取り出される。

【００２０】そして、一般に、ＦＭ受信機であれば、そ
の中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周
波フィルタはセラミックフィルタにより構成することに
なり、ＩＣ化することができない。

【００２１】しかし、上述の受信機においては、第１中
間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバンドの信号であり、第
２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低くすることができ
るので、フィルタ１２、２２、５を、抵抗器、コンデン
サ及びアンプを有するアクティブフィルタにより構成す
ることができる。したがって、高周波アンプ３から復調
回路７までの信号ラインを、フィルタ１２、２２、５を
含んでモノリシックＩＣに１チップＩＣ化することがで
きる。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、加算回路４
において、信号Ｓ13と信号Ｓ23との加算を行わずに、減
算を行うと、 Ｓimg＝Ｓ13−Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。そして、この信号Ｓimgは、上記した本来の第
２中間周波信号Ｓ4の占有周波数帯域において、その信
号Ｓ4の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する
妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。

【００２３】このことからも明らかなように、信号Ｓ15
と信号Ｓ25とは、正確にπ／２の位相差でなければなら
ない。そして、このためには、交番信号Ｓ14のデューテ
ィーレシオは、正確に50％でなければならない。言い換
えれば、信号Ｓ14のデューティーレシオにより、不要な
信号の抑圧度が決まってしまう。また、信号Ｓ16につい
ても同様である。

【００２４】そして、例えば図６に示す発振回路によれ
ば、これは差動構成なので、その発振出力は偶数次の高
調波成分が少なく、デューティーレシオが50％の信号を
得るのに適している。

【００２５】ところが、この発振回路は、発振周波数が
高くなると、定電流源のトランジスタのコレクタ・ベー
ス間容量ＣCBやコレクタ浮遊容量ＣCSに対する充放電電
流が大きくなって歪みが増加し、この結果、偶数次の高
調波成分が増加してデューティーレシオが50％ではなく
なってしまう。

【００２６】このデューティーレシオのずれは、発振回
路の発振周波数を信号Ｓ15、Ｓ25の４倍とするととも
に、その発振信号の例えば立ち上がりだけを使用して信
号Ｓ15、Ｓ25を形成することにより、防ぐことが可能で
はある。しかし、その場合には、日本国内における小電
力形のコードレス電話機は、250ＭHz帯および380ＭHz帯
を使用しているので、その４倍の発振周波数ともなる
と、周波数は１ＧHzを越えることになり、消費電流が大
幅に増加してしまうなど、好ましくない。

【００２７】また、図６の発振回路は、発振用トランジ
スタと、同調回路との結合が密のため、発振周波数の安
定度が悪く、Ｃ／Ｎもあまり良好ではない。

【００２８】その点、図７に示す発振回路においては、
周波数安定度が高く、また、Ｃ／Ｎも優れている。

【００２９】しかし、この発振回路の場合、発振用トラ
ンジスタは自己バイアスによりコレクタ電流の流通角が
決まるので、発振出力に歪みが多く、したがって、デュ
ーティーレシオが50％の信号を得るには適さない。

【００３０】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００３１】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、入力信号と、第１の交番信号との乗算を行う第
１のミキサ回路と、入力信号と、上記第１の交番信号と
はπ／２の位相差を有する第２の交番信号との乗算を行
う第２のミキサ回路とにより、直交変調を行うようにし
た直交変調回路において、上記第１の交番信号および上
記第２の交番信号の２倍の周波数を発振周波数とする発
振回路と、この発振回路の発振信号を分周して上記第１
の交番信号および上記第２の交番信号を形成する分周回
路と、上記発振回路の発振信号の基本波成分を上記分周
回路にその分周入力として供給するローパスフィルタと
を有する直交変調回路とするものである。

【００３２】

【作用】発振信号そのものには、高調波成分が含まれて
いるが、その高調波成分が除去された信号から分周信号
が形成される。

【００３３】

【実施例】図１は、この発明を、ＰＬＬ１４におけるＶ
ＣＯに適用した場合の一例を示す。すなわち、発振用の
トランジスタＱ1が設けられ、そのコレクタが電源端子
Ｔ1に接続され、そのベースがバイアス用の抵抗器Ｒ1を
通じて電源端子Ｔ1に接続され、そのエミッタが抵抗器
Ｒ2を通じて接地される。こうして、トランジスタＱ1
は、コレクタ接地とされる。

【００３４】また、トランジスタＱ1のベース・エミッ
タ間、およびエミッタ・接地間に、負性抵抗用のコンデ
ンサＣ1、コンデンサＣ2がそれぞれ接続される。さら
に、トランジスタＱ1のベースと接地との間に、直流カ
ット用のコンデンサＣ3および可変容量ダイオードＤ1が
直列接続されるとともに、コイルＬ1およびコンデンサ
Ｃ4が直列接続される。

【００３５】この場合、主として可変容量ダイオードＤ
1およびコイルＬ1が同調回路３１を構成し、この同調回
路３１が、このＶＣＯの発振周波数を決定するものであ
る。このため、可変容量ダイオードＤ1には、端子Ｔ2か
ら抵抗器Ｒ3を通じて制御電圧ＶCTLが供給され、その発
振周波数が周波数２ｆoに制御される。

【００３６】また、コイルＬ1は、コンデンサＣ4ととも
にローパスフィルタ３２を構成しているものでもある。
そして、これらコイルＬ1およびコンデンサＣ4の接続中
点が出力端とされるとともに、コンデンサＣ4の値を選
択することにより、その出力端に発振信号の基本波成分
だけが出力されるように、そのカットオフ周波数が設定
される。また、このローパスフィルタ３２には、発振信
号を矩形波信号にするリミッタアンプ３３が接続され
る。

【００３７】このような構成によれば、トランジスタＱ
1のベースおよびエミッタには、周波数２ｆoの発振信号
が得られる。ただし、この発振信号は、図７において説
明したように、歪みが多く、高調波成分が多く含まれて
いる。

【００３８】しかし、この場合、コイルＬ1およびコン
デンサＣ4がローパスフィルタ３２を構成しているとと
もに、そのカットオフ周波数が上記のように設定されて
いるので、ローパスフィルタ３２からは基本波成分だけ
を有する発振信号、すなわち、高調波成分の除去された
発振信号が取り出される。そして、この発振信号がリミ
ッタアンプ３３に供給されて矩形波信号Ｓ14とされる。

【００３９】こうして、このＶＣＯにおいては、ローパ
スフィルタ３２により基本波成分だけを有する発振信号
が出力されるので、この発振信号から形成される矩形波
信号Ｓ14を、デューティーレシオが50％の信号とするこ
とができる。したがって、信号Ｓ15と信号Ｓ25との位相
差をπ／２とすることができるので、不要な受信信号に
対する抑圧度が向上する。

【００４０】また、発振信号Ｓ14の発振周波数は周波数
２ｆoでよく、それ以上に高い周波数にする必要がない
ので、受信信号Ｓrの受信周波数が高くても、動作が可
能であるとともに、消費電流を低減することができる。

【００４１】さらに、このＶＣＯは、基本的に発振周波
数が安定であり、コンデンサＣ／Ｎが良好であるが、こ
れを有効に活用することができる。しかも、ローパスフ
ィルタ３２は、同調回路３１のコイルＬ1を兼用してい
るので、コンデンサＣ4を追加するだけでよく、コスト
の上昇を最小に抑えることができる。

【００４２】図２は、この発明をクラップ形発振回路に
より構成したＶＣＯに適用した場合の一例を示す。

【００４３】すなわち、発振用のトランジスタＱ1がコ
レクタ接地とされるとともに、トランジスタＱ1のベー
ス・エミッタ間、およびエミッタ・接地間に、負性抵抗
用のコンデンサＣ1、コンデンサＣ2がそれぞれ接続され
る。

【００４４】さらに、トランジスタＱ1のベースと接地
との間に、可変容量ダイオードＤ1と、直流カット用の
コンデンサＣ3と、コイルＬ1と、コンデンサＣ4とが直
列接続される。この場合、主として可変容量ダイオード
Ｄ1およびコイルＬ1が同調回路３１を構成し、この同調
回路３１が、このＶＣＯの発振周波数を決定するもので
ある。このため、可変容量ダイオードＤ1には、端子Ｔ2
から抵抗器Ｒ3を通じて制御電圧ＶCTLが供給され、その
発振周波数が周波数２ｆoに制御される。

【００４５】また、コイルＬ1は、コンデンサＣ14とと
もにローパスフィルタ３２を構成しているものでもあ
る。そして、これらコイルＬ1およびコンデンサＣ4の接
続中点が出力端とされるとともに、コンデンサＣ4の値
を選択することにより、その出力端に発振信号の基本波
成分だけが出力されるように、そのカットオフ周波数が
設定される。また、このローパスフィルタ３２には、発
振信号を矩形波信号にするリミッタアンプ３３が接続さ
れる。

【００４６】したがって、このＶＣＯにおいても、図１
のＶＣＯと同様に高調波成分が十分に除去された発振信
号を得ることができるので、矩形波信号Ｓ14のデューテ
ィーレシオを50％にすることができ、不要な受信信号に
対する抑圧度を向上させることができる。

【００４７】なお、上述において、信号形成回路１６も
同様に構成することができる。また、分周回路１５、２
５（および１７、２７）は、マスター・スレーブ形に構
成すれば、１つにすることができる。

【００４８】

【発明の効果】この発明によれば、発振信号から形成さ
れる矩形波信号のデューティーレシオを50％とすること
ができる。したがって、不要な受信信号に対する抑圧度
が向上する。また、受信周波数が高くても、動作が可能
であるとともに、消費電流を低減することができる。さ
らに、基本的に発振周波数が安定であり、コンデンサＣ
／Ｎが良好である。しかも、コストの上昇を最小に抑え
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】この発明の一例を示す接続図である。

【図３】受信回路一例を示す系統図である。

【図４】図３の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【図５】図３の回路の動作を説明するための周波数スペ
クトル図である。

【図６】発振回路の一例を示す回路図である。

【図７】発振回路の一例を示す回路図である。

【符号の説明】

２ バンドパスフィルタ（プリセレクト用） ４ 加算回路 ５ バンドパスフィルタ（第２中間周波用） ７ ＦＭ復調回路 １１、２１ 第１ミキサ回路 １２、２２ ローパスフィルタ １３、２３ 第２ミキサ回路 １４ ＰＬＬ（第１局部発振用） １５、２５ 分周回路 １６ 信号形成回路（第２局部発振用） １７、２７ 分周回路 ３１ 同調回路 ３２ ローパスフィルタ ３３ リミッタアンプ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号と、第１の交番信号との乗算を行
   う第１のミキサ回路と、 入力信号と、上記第１の交番信号とはπ／２の位相差を
   有する第２の交番信号との乗算を行う第２のミキサ回路
   とにより、直交変調を行うようにした直交変調回路にお
   いて、 上記第１の交番信号および上記第２の交番信号の２倍の
   周波数を発振周波数とする発振回路と、 この発振回路の発振信号を分周して上記第１の交番信号
   および上記第２の交番信号を形成する分周回路と、 上記発振回路の発振信号の基本波成分を上記分周回路に
   その分周入力として供給するローパスフィルタとを有す
   る直交変調回路。
2. 【請求項２】請求項１に記載の直交変調回路において、 上記発振回路の同調回路を構成するコイルと直列にコン
   デンサを接続し、 このコイルおよびコンデンサの接続中点から上記基本波
   成分を得ることにより、上記ローパスフィルタを構成す
   るようにした直交変調回路。
3. 【請求項３】受信信号と、第１の交番信号との乗算を行
   う第１のミキサ回路と、 受信信号と、上記第１の交番信号とはπ／２の位相差を
   有する第２の交番信号との乗算を行う第２のミキサ回路
   とを有し、 上記第１のミキサ回路および上記第２のミキサ回路の出
   力信号から中間周波信号を得るようにした受信回路にお
   いて、 上記第１の交番信号および上記第２の交番信号の２倍の
   周波数を発振周波数とする発振回路と、 この発振回路の発振信号を分周して上記第１の交番信号
   および上記第２の交番信号を形成する分周回路と、 上記発振回路の発振信号の基本波成分を上記分周回路に
   その分周入力として供給するローパスフィルタとを有す
   る受信回路。