JPH0832192B2 - 交流電動機の磁束検出装置 - Google Patents
交流電動機の磁束検出装置Info
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- JPH0832192B2 JPH0832192B2 JP62295605A JP29560587A JPH0832192B2 JP H0832192 B2 JPH0832192 B2 JP H0832192B2 JP 62295605 A JP62295605 A JP 62295605A JP 29560587 A JP29560587 A JP 29560587A JP H0832192 B2 JPH0832192 B2 JP H0832192B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば汎用インバータ及びベクトル制御イ
ンバータなどのトランジスタを始めとする自己消弧素子
を用いたパルス幅変調（PWM）によりその出力電圧を制
御するインバータに適用し、これらインバータにより駆
動される交流電動機の磁束あるいは内部誘起電圧を検出
し、所定の磁束あるいは内部誘起電圧に制御することに
より、交流電動機駆動特性の安定化と高効率運転を達成
するようにした交流電動機の磁束検出装置に関する。
ンバータなどのトランジスタを始めとする自己消弧素子
を用いたパルス幅変調（PWM）によりその出力電圧を制
御するインバータに適用し、これらインバータにより駆
動される交流電動機の磁束あるいは内部誘起電圧を検出
し、所定の磁束あるいは内部誘起電圧に制御することに
より、交流電動機駆動特性の安定化と高効率運転を達成
するようにした交流電動機の磁束検出装置に関する。
本発明の適用の対象となるトランジスタインバータの
主回路構成を表わす接続図を第５図に示す。
主回路構成を表わす接続図を第５図に示す。
直流電源の正，負端子P,Nから電力を供給され、図示
していないベースドライブ信号がそれらのベースに与え
られることにより主回路を流通する電流をPWM制御して
負荷Ｍへ出力端U,V,Wから交流出力を送出するトランジ
スタ1TR〜6TRのブリッジ構成をなすインバータであり、
1d〜6dは転流時の蓄積エネルギを還流させるフリーホイ
ールダイオードである。なお、適用インバータは３相に
限るものではなく、かつ自己消弧素子としてFET,サイリ
スタ,GTO等でもよい。
していないベースドライブ信号がそれらのベースに与え
られることにより主回路を流通する電流をPWM制御して
負荷Ｍへ出力端U,V,Wから交流出力を送出するトランジ
スタ1TR〜6TRのブリッジ構成をなすインバータであり、
1d〜6dは転流時の蓄積エネルギを還流させるフリーホイ
ールダイオードである。なお、適用インバータは３相に
限るものではなく、かつ自己消弧素子としてFET,サイリ
スタ,GTO等でもよい。
第６図は、第５図のインバータの１相分のブリッジ構
成における１アームについてのベースドライブを行なう
回路機構を表わすブロック図である。
成における１アームについてのベースドライブを行なう
回路機構を表わすブロック図である。
電圧指令電源90からの印加電圧を電圧指令器91の調整
手段を介して、指令電圧V*を三相正弦波発生器92へ与
え、この三相正弦波発生器92から交流電圧指令信号v*の
ｕ相分電圧がPWM波形発生回路１に加わり、PWMされた波
形信号がオンディレイ３を経由して僅かの時間遅延さ
せ、絶縁部材５を介してベースドライバ７へ与えられ、
ベースを駆動するに足る信号にしてトランジスタ1TRの
ベースに加えられ、トランジスタ1TRのオン（導通）す
る時間が調整され、負荷Ｍへ流通する電源Ｐからの電流
が制御される。また、トランジスタ2TRへは、さきのト
ランジスタ1TRとは電気角で180°違うＵ相分電圧が発生
したときに、インバータ２を介して位相反転させて、ベ
ースを駆動し負荷Ｍからの流通する電流を電源Ｎへ帰し
ている。
手段を介して、指令電圧V*を三相正弦波発生器92へ与
え、この三相正弦波発生器92から交流電圧指令信号v*の
ｕ相分電圧がPWM波形発生回路１に加わり、PWMされた波
形信号がオンディレイ３を経由して僅かの時間遅延さ
せ、絶縁部材５を介してベースドライバ７へ与えられ、
ベースを駆動するに足る信号にしてトランジスタ1TRの
ベースに加えられ、トランジスタ1TRのオン（導通）す
る時間が調整され、負荷Ｍへ流通する電源Ｐからの電流
が制御される。また、トランジスタ2TRへは、さきのト
ランジスタ1TRとは電気角で180°違うＵ相分電圧が発生
したときに、インバータ２を介して位相反転させて、ベ
ースを駆動し負荷Ｍからの流通する電流を電源Ｎへ帰し
ている。
この出力端Ｕの電位がＰ母線またはＮ母線に固定する
ように、トランジスタ1TRあるいは2TRが常にオンにして
相補的にドライブされており、その時間経過に対応した
波形状態図を第７図に表わしている。なお、ω＝２πｆ
でｆはベースドライブ信号の周波数、ｔは時間である。
ように、トランジスタ1TRあるいは2TRが常にオンにして
相補的にドライブされており、その時間経過に対応した
波形状態図を第７図に表わしている。なお、ω＝２πｆ
でｆはベースドライブ信号の周波数、ｔは時間である。
ところが、周知のとおりトランジスタには蓄積時間や
下降時間によるターンオフ遅れがあるので、アーム短絡
つまりＰ→1TR→2TR→Ｎという電源短絡を起すのを避け
るように、オンディレイ3,4を設けている。
下降時間によるターンオフ遅れがあるので、アーム短絡
つまりＰ→1TR→2TR→Ｎという電源短絡を起すのを避け
るように、オンディレイ3,4を設けている。
そのオンディレイを含めたベースドライブ信号のタイ
ムチャートを第８図に示す。
ムチャートを第８図に示す。
第８図（ａ）はPWM波形発生回路１の発生信号波形、
第８図（ｂ），（ｃ）はトランジスタ1TR,2TRのオンと
なる信号波形のタイムチャートを表わし、斜線部はオン
ディレイ部分でトランジスタ1TR,2TRのベースには信号
は加えられない。
第８図（ｂ），（ｃ）はトランジスタ1TR,2TRのオンと
なる信号波形のタイムチャートを表わし、斜線部はオン
ディレイ部分でトランジスタ1TR,2TRのベースには信号
は加えられない。
このオンディレイの区間はトランジスタ1TR,2TRのい
ずれもオンにならないので、出力端Ｕの電位は制御で意
図するように定めることができず、運転状態に基づく電
流の方向に従って、いずれのフリーホイールダイオード
が通電するかによって定まる。
ずれもオンにならないので、出力端Ｕの電位は制御で意
図するように定めることができず、運転状態に基づく電
流の方向に従って、いずれのフリーホイールダイオード
が通電するかによって定まる。
そして、第９図はトランジスタ1TR,2TRのドライブ
（オン−オフ）状態と出力電流ｉとの関係図を表わす
が、斜線の部分ではトランジスタ1TR,2TRはドライブさ
れているにもかかわらず、電流は並列に接続したフリー
ホイールダイオード1d,2dを流れている区間で、電流は
無駄に費されることになる。
（オン−オフ）状態と出力電流ｉとの関係図を表わす
が、斜線の部分ではトランジスタ1TR,2TRはドライブさ
れているにもかかわらず、電流は並列に接続したフリー
ホイールダイオード1d,2dを流れている区間で、電流は
無駄に費されることになる。
また、この通電しないトランジスタ（たとえば1TR）
の蓄積時間を補償するために、アームの他方の通電する
トランジスタ（2TR）のドライブ信号にオンディレイ信
号を与える必要がある。
の蓄積時間を補償するために、アームの他方の通電する
トランジスタ（2TR）のドライブ信号にオンディレイ信
号を与える必要がある。
そのために駆動されるモータの負荷状態によって、力
率が変わると、電圧が変動し、さらに安定性を阻害する
原因となる。
率が変わると、電圧が変動し、さらに安定性を阻害する
原因となる。
なお、スイッチング頻度の高いPWM制御では、通電期
間に対するオンディレイ期間の割合が大きくなり問題と
なる。
間に対するオンディレイ期間の割合が大きくなり問題と
なる。
ところで、第１の従来例としてはPWMインバータで駆
動される交流電動機の磁束あるいは内部誘起電圧を検出
する方法として、PWMを指令する電圧指令信号を用いる
ものがあった。
動される交流電動機の磁束あるいは内部誘起電圧を検出
する方法として、PWMを指令する電圧指令信号を用いる
ものがあった。
また、第２の従来例として特公昭60−47839号（特許
第1328604号）がある。これは、 「交流電動機の端子電圧から磁束を検出する装置におい
て、 ２相交流のα相、β相のそれぞれについて、 端子電圧から１次巻線抵抗電圧降下分を除去したもの
を時間積分した後、この値から電流に比例するもれ磁束
を除去して第１次的な演算磁束を算出する手段と、 この演算磁束に含まれる１次巻線抵抗の温度変化に伴
なう抵抗電圧降下分の残留誤差を、前記演算磁束に電流
を掛算して除去する手段と、 を設け、 これらα相およびβ相の前記演算磁束に電流を掛算し
た出力を加算する手段を、 備えることを特徴とする交流電動機の磁束検出装置。」 である。
第1328604号）がある。これは、 「交流電動機の端子電圧から磁束を検出する装置におい
て、 ２相交流のα相、β相のそれぞれについて、 端子電圧から１次巻線抵抗電圧降下分を除去したもの
を時間積分した後、この値から電流に比例するもれ磁束
を除去して第１次的な演算磁束を算出する手段と、 この演算磁束に含まれる１次巻線抵抗の温度変化に伴
なう抵抗電圧降下分の残留誤差を、前記演算磁束に電流
を掛算して除去する手段と、 を設け、 これらα相およびβ相の前記演算磁束に電流を掛算し
た出力を加算する手段を、 備えることを特徴とする交流電動機の磁束検出装置。」 である。
さらに、第３の従来例として特開昭61−177173号にみ
られる。それは、 「指令信号をキァリア信号でパルス幅変調して得た電圧
信号に、インバータの上下アームを構成する各スイッチ
ング素子間短絡防止のための隙間期間を設け、この信号
により上記インバータの上下アームを構成する各スイッ
チング素子を駆動するPWMインバータの出力電圧制御方
式において、上記指令信号にこの指令信号と同一周期で
同一極性の矩形波状の補正信号を加え、この加えられた
信号を上記キャリア信号でパルス幅変調することを特徴
とするPWMインバータの出力電圧制御方式。」 である。
られる。それは、 「指令信号をキァリア信号でパルス幅変調して得た電圧
信号に、インバータの上下アームを構成する各スイッチ
ング素子間短絡防止のための隙間期間を設け、この信号
により上記インバータの上下アームを構成する各スイッ
チング素子を駆動するPWMインバータの出力電圧制御方
式において、上記指令信号にこの指令信号と同一周期で
同一極性の矩形波状の補正信号を加え、この加えられた
信号を上記キャリア信号でパルス幅変調することを特徴
とするPWMインバータの出力電圧制御方式。」 である。
しかしながら、第１の従来例の方法によると、PWMさ
れるトランジスタ間の短絡を避けるための短絡防止期間
などによって、電圧指令信号と出力電圧に比例関係が保
たれず、例えば第10図に示すように、電圧指令信号V1 *
によって出力電圧（電動機印加電圧ｅ）を代替すること
が困難で、このため電動機の磁束や内部誘起電圧を所定
の値に制御することができない欠点があった。
れるトランジスタ間の短絡を避けるための短絡防止期間
などによって、電圧指令信号と出力電圧に比例関係が保
たれず、例えば第10図に示すように、電圧指令信号V1 *
によって出力電圧（電動機印加電圧ｅ）を代替すること
が困難で、このため電動機の磁束や内部誘起電圧を所定
の値に制御することができない欠点があった。
ここにおいて本発明は、このような第１の従来例の欠
点に鑑みて、PWM短絡防止期間の影響や、電動機負荷の
変化によって磁束の変動を誘発させる電動機一次抵抗や
インバータと電動機間の給電線の抵抗の影響を含まず、
かつ第２および第３の従来例をより一層応用発展させ
た、交流電動機の内部磁束に相当する磁束あるいは内部
誘起電圧を検出する装置を提供することを、その目的と
する。
点に鑑みて、PWM短絡防止期間の影響や、電動機負荷の
変化によって磁束の変動を誘発させる電動機一次抵抗や
インバータと電動機間の給電線の抵抗の影響を含まず、
かつ第２および第３の従来例をより一層応用発展させ
た、交流電動機の内部磁束に相当する磁束あるいは内部
誘起電圧を検出する装置を提供することを、その目的と
する。
このようなPWM短絡防止期間に起因した電圧降下を含
めた電動機内部誘起電圧を検出する手段としては、電動
機内部誘起電圧を検出トランスなどを適用して検出すれ
ばよいけれども、装置が著しく複雑となり現実的でな
い。
めた電動機内部誘起電圧を検出する手段としては、電動
機内部誘起電圧を検出トランスなどを適用して検出すれ
ばよいけれども、装置が著しく複雑となり現実的でな
い。
そこで、本発明は交流電圧指令信号と交流電流検出信
号を用いて、交流電動機の磁束あるいは内部誘起電圧を
演算によって検出しようとするものである。
号を用いて、交流電動機の磁束あるいは内部誘起電圧を
演算によって検出しようとするものである。
本発明の着眼点は、短絡防止期間に相当する電圧降下
VDおよび電動機一次抵抗降下R1i1（R1は一次抵抗，i1は
一次電流である）が電流位相と同一位相の電圧成分であ
ることを利用して、交流電圧指令信号とこの電圧信号に
より、印加される交流電動機巻線から電気角で90°遅れ
た相の電流検出を行ない、それに基づき無効電力に相当
する量を演算すれば、この量は交流電動機の無効電力に
比例し、短絡防止期間に相当する電圧降下VDや一次抵抗
電圧降下R1i1を含まない。
VDおよび電動機一次抵抗降下R1i1（R1は一次抵抗，i1は
一次電流である）が電流位相と同一位相の電圧成分であ
ることを利用して、交流電圧指令信号とこの電圧信号に
より、印加される交流電動機巻線から電気角で90°遅れ
た相の電流検出を行ない、それに基づき無効電力に相当
する量を演算すれば、この量は交流電動機の無効電力に
比例し、短絡防止期間に相当する電圧降下VDや一次抵抗
電圧降下R1i1を含まない。
したがって、予め交流電動機の漏れリアクタンスXlに
よる電圧降下を交流電圧指令信号から消却しておけば、
先の無効電力演算値は交流電動機の励磁インダクタンス
の無効電力に相当し、これより交流電動機の磁束あるい
は内部誘起電圧を演算により求めることができる。
よる電圧降下を交流電圧指令信号から消却しておけば、
先の無効電力演算値は交流電動機の励磁インダクタンス
の無効電力に相当し、これより交流電動機の磁束あるい
は内部誘起電圧を演算により求めることができる。
しかしてインバータ駆動される交流電動機の等価回路
を示すと第２図のようになる。
を示すと第２図のようになる。
交流電圧指令信号を1 *、短絡防止期間に相当する抵
抗分をRD、一次抵抗をR1、漏れリアクタンスをXl、一次
二次の相互インダクタンスＭによるリアクタンスXM、二
次抵抗をR2、交流電動機スリップをＳとして表わしてい
る。
抗分をRD、一次抵抗をR1、漏れリアクタンスをXl、一次
二次の相互インダクタンスＭによるリアクタンスXM、二
次抵抗をR2、交流電動機スリップをＳとして表わしてい
る。
ここでが交流電動機の磁束に対応する内部誘起電圧
である。
である。
ここに、第８図のベクトル図を用いて数式的に表せば
次のようになる。1 * ＝＋R1 1＋D＋jXl 1 ……（１式） ただし、文字の上に付した・印はベクトル記号、ｊは
虚数信号である。
次のようになる。1 * ＝＋R1 1＋D＋jXl 1 ……（１式） ただし、文字の上に付した・印はベクトル記号、ｊは
虚数信号である。
電気角90°遅れた電流（−ｊ1）との無効電力Prは
次のように演算される。
次のように演算される。
Pr＝Re，〔−ｊ1・（＋R1 1＋D＋jXl 1）〕＝e
icosφ＋Xli1 2 ……（２式） ただし、90°−φは内部誘起電圧に対する一次電流
1の遅れ角である。
icosφ＋Xli1 2 ……（２式） ただし、90°−φは内部誘起電圧に対する一次電流
1の遅れ角である。
ここでicosφは交流電動機の励磁電流imに相当するの
で、予め交流電圧指令信号1 *より漏れリアクタンス電
圧Xl 1を消去しておけば、無効電力Prは交流電動機の
励磁無効電力Pmに相当する。
で、予め交流電圧指令信号1 *より漏れリアクタンス電
圧Xl 1を消去しておけば、無効電力Prは交流電動機の
励磁無効電力Pmに相当する。
すなわち、 Pm＝ei1cosφ ＝ｅ・im ……（３式） また、角周波数をωとすると ｅ＝ωXMim ……（４式） であるから、（２式）ないし（４式）より、 Pr＝ωXMim 2 ……（５式） となり、無効電力Prを角周波数ωで除すことにより、励
磁エネルギUmは Um＝XMim 2 ……（６式） を求めることができる。
磁エネルギUmは Um＝XMim 2 ……（６式） を求めることができる。
したがって、（３式）を励磁電流指令値im *で除せ
ば、内部誘起電圧ｅに比例した量を導出することが可能
であり、また（６式）を開平すれば励磁電流imに比例し
た量を算出することができる。
ば、内部誘起電圧ｅに比例した量を導出することが可能
であり、また（６式）を開平すれば励磁電流imに比例し
た量を算出することができる。
インバータ駆動される交流電動機の等価回路から、そ
の交流電圧指令信号1 *をベクトル的に考究解析し、
（１式）ないし（６式）に基づき理論的に演算検出した
励磁電流つまり磁束あるいは内部誘起電圧を導出してお
り、これらの量でフィードバック制御すれば、交流電動
機の望ましい制御が実現できる。
の交流電圧指令信号1 *をベクトル的に考究解析し、
（１式）ないし（６式）に基づき理論的に演算検出した
励磁電流つまり磁束あるいは内部誘起電圧を導出してお
り、これらの量でフィードバック制御すれば、交流電動
機の望ましい制御が実現できる。
本発明の一実施例の回路構成を第１図に表わす。
第１図（ａ）は磁束あるいは内部誘起電圧を検出する
ための入力する諸条件を示すブロック図、第１図（ｂ）
は交流電動機内部誘起電圧演算回路の詳細図、第１図
（ｃ）は検出された内部誘起電圧をフィードバック制御
に適用した制御系を１相分について表わしたブロック図
である。
ための入力する諸条件を示すブロック図、第１図（ｂ）
は交流電動機内部誘起電圧演算回路の詳細図、第１図
（ｃ）は検出された内部誘起電圧をフィードバック制御
に適用した制御系を１相分について表わしたブロック図
である。
電圧指令電源90からの印加電圧を電圧指令器91で調整
し、交流電圧指令値V1 *が３相正弦波発生器92へ与えら
れ、その３相正弦波発生器92からインバータの各相アー
ムドライブ機構10U，10V，10Wへ正弦波の電圧指令vu *，
vv *，vw *が加わり、インバータが交流電動機Ｍが駆動す
る。
し、交流電圧指令値V1 *が３相正弦波発生器92へ与えら
れ、その３相正弦波発生器92からインバータの各相アー
ムドライブ機構10U，10V，10Wへ正弦波の電圧指令vu *，
vv *，vw *が加わり、インバータが交流電動機Ｍが駆動す
る。
このとき、正弦波電圧指令vu *，vv *，vw *と、各相負
荷電流を検出する変流器101,102,103からの帰還電流
iu，iv，iwと、励磁電流設定電源104から励磁電流設定
器105を介して調整された励磁電流指令im *とがそれぞれ
交流電動機内部誘起電圧演算回路100に導入される。
荷電流を検出する変流器101,102,103からの帰還電流
iu，iv，iwと、励磁電流設定電源104から励磁電流設定
器105を介して調整された励磁電流指令im *とがそれぞれ
交流電動機内部誘起電圧演算回路100に導入される。
そして、交流電動機内部誘起電圧演算回路では、各相
電流iu，iv，iwをおのおの係数器100a,100b,100c（R1は
一次抵抗値、Xlは漏れリアクタンス値でＰはその微分値
を示す）を介して減算器100d,100e,100fに減算値として
与えられ、各相正弦波指令電圧vu *，vv *，vw *からの被
減算値との間に演算され、各相電流指令値eui *，evi *，
ewi *がそれぞれ図示の電圧位相で加算回路100g,100h,10
0iに与えられ、それら２相間電圧を演算してｗ相ｖ相電
流指令ewvi *,u相ｗ相電流指令euwi *,v相ｕ相電流指令e
vui *が導出され、それらは掛算器100j,100k,100lに加わ
り、各相電流iu，iv，iwとおのおの乗算され、ｕ相,v
相,w相の無効電力Ｐru′Ｐrv′Prwをとり出し、それら
を共に加算回路100mで相加えて無効電力Prを求め、これ
を割算器100nで励磁電流指令im *で除算して内部誘起電
圧e*を検出する。
電流iu，iv，iwをおのおの係数器100a,100b,100c（R1は
一次抵抗値、Xlは漏れリアクタンス値でＰはその微分値
を示す）を介して減算器100d,100e,100fに減算値として
与えられ、各相正弦波指令電圧vu *，vv *，vw *からの被
減算値との間に演算され、各相電流指令値eui *，evi *，
ewi *がそれぞれ図示の電圧位相で加算回路100g,100h,10
0iに与えられ、それら２相間電圧を演算してｗ相ｖ相電
流指令ewvi *,u相ｗ相電流指令euwi *,v相ｕ相電流指令e
vui *が導出され、それらは掛算器100j,100k,100lに加わ
り、各相電流iu，iv，iwとおのおの乗算され、ｕ相,v
相,w相の無効電力Ｐru′Ｐrv′Prwをとり出し、それら
を共に加算回路100mで相加えて無効電力Prを求め、これ
を割算器100nで励磁電流指令im *で除算して内部誘起電
圧e*を検出する。
検出された内部誘起電圧e*は、Ｕ相１相について説明
すれば、減算器93で交流電圧指令値V1 *を減算した偏差
電圧は、電圧制御器94を経て調整し、さらに加算器95を
介して基準値電圧を加えて掛算器96へ与え、ここでｕ相
正弦波電圧指令値vu *と乗算してから、PWM波形発生回路
１へ加える。
すれば、減算器93で交流電圧指令値V1 *を減算した偏差
電圧は、電圧制御器94を経て調整し、さらに加算器95を
介して基準値電圧を加えて掛算器96へ与え、ここでｕ相
正弦波電圧指令値vu *と乗算してから、PWM波形発生回路
１へ加える。
この制御系は、Ｖ相アームドライブ機構10v,W相アー
ムドライブ機構においても同様に形成され、３相合わせ
て１つの３相PWMインバータが構成される。
ムドライブ機構においても同様に形成され、３相合わせ
て１つの３相PWMインバータが構成される。
第４図は、本発明の効果を如実に現わす従来例との特
性対比図である。
性対比図である。
インバータの出力周波数を補助変数として、電動機の
負荷に対応する交流電動機内部誘起電圧を示しており、
従来例のインバータの点線に比べ、本発明の内部誘起電
圧検出装置を用いてフィードバックした場合の実線の特
性は全ての周波数について負荷の如何にかかわらず平坦
である。
負荷に対応する交流電動機内部誘起電圧を示しており、
従来例のインバータの点線に比べ、本発明の内部誘起電
圧検出装置を用いてフィードバックした場合の実線の特
性は全ての周波数について負荷の如何にかかわらず平坦
である。
なお、内部誘起電圧検出手段で述べてきたが、磁束の
検出手段においても同様に制御系を形成できることは明
白である。
検出手段においても同様に制御系を形成できることは明
白である。
〔発明の効果〕 かくして本発明によれば、特別の電圧検出器を用いる
ことなく、インバータ内部の電圧指令信号と電流検出信
号と励磁電流指令から交流電動機の内部誘起電圧もしく
は磁束を検出するため、 コンパクトに装置が形成され、電動機の磁束を所定
の値に制御できるため、 低周波のインバータ出力においても、交流電動機の
トルク特性が低下せず、超低周波運転が可能であり、 しかも、 交流電動機の温度変動や、インバータの温度変動に
よるパラメータの変動を受けることなく、 スキマ電圧が完全に補償されるため、低周波においても
インバータのキャリア周波数を低下させる必要がなく、
電流波形が改善されるので、 交流電動機の高周波損失を軽減でき、効率の良い運
転が可能となり、 交流電動機における磁気音を著しく軽減できる、 などの格段の効果を奏するものであるとともに、インバ
ータによる交流電動機制御の信頼性が一層向上される。
ことなく、インバータ内部の電圧指令信号と電流検出信
号と励磁電流指令から交流電動機の内部誘起電圧もしく
は磁束を検出するため、 コンパクトに装置が形成され、電動機の磁束を所定
の値に制御できるため、 低周波のインバータ出力においても、交流電動機の
トルク特性が低下せず、超低周波運転が可能であり、 しかも、 交流電動機の温度変動や、インバータの温度変動に
よるパラメータの変動を受けることなく、 スキマ電圧が完全に補償されるため、低周波においても
インバータのキャリア周波数を低下させる必要がなく、
電流波形が改善されるので、 交流電動機の高周波損失を軽減でき、効率の良い運
転が可能となり、 交流電動機における磁気音を著しく軽減できる、 などの格段の効果を奏するものであるとともに、インバ
ータによる交流電動機制御の信頼性が一層向上される。
第１図は本発明の一実施例の回路構成を表わすブロック
図、第２図はインバータ駆動交流電動機の等価回路図、
第３図はベクトル図、第４図は負荷と内部誘起電圧の特
性図、第５図ないし第10図は従来例の説明図である。 100…交流電動機内部誘起電圧演算回路、100a〜100c…
係数器、100d〜100f…減算器、100g〜100i,100m…加算
回路、100j〜100l…掛算器、100n…割算器。
図、第２図はインバータ駆動交流電動機の等価回路図、
第３図はベクトル図、第４図は負荷と内部誘起電圧の特
性図、第５図ないし第10図は従来例の説明図である。 100…交流電動機内部誘起電圧演算回路、100a〜100c…
係数器、100d〜100f…減算器、100g〜100i,100m…加算
回路、100j〜100l…掛算器、100n…割算器。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電圧からパルス幅変調によって交流電
圧を得るインバータとこれにより駆動される交流電動機
からなる装置において、 パルス幅変調される交流電圧の交流電圧指令信号と この交流電圧指令信号によるインバータの出力電圧が印
加される交流電動機巻線よりとり出される電気的に90°
遅れた交流電動機巻線の電流との積から 交流電動機の内部誘起電圧もしくは磁束を検出する ことを特徴とする交流電動機の磁束検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62295605A JPH0832192B2 (ja) | 1987-11-24 | 1987-11-24 | 交流電動機の磁束検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62295605A JPH0832192B2 (ja) | 1987-11-24 | 1987-11-24 | 交流電動機の磁束検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01138995A JPH01138995A (ja) | 1989-05-31 |
| JPH0832192B2 true JPH0832192B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=17822786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62295605A Expired - Lifetime JPH0832192B2 (ja) | 1987-11-24 | 1987-11-24 | 交流電動機の磁束検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832192B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06102912A (ja) * | 1992-09-18 | 1994-04-15 | Fanuc Ltd | サーボアンプ及びサーボシステム |
| JPH1037680A (ja) | 1996-07-22 | 1998-02-10 | Komatsu Ltd | 螺旋形刃部を有する螺旋形ローラカッタおよびトンネル掘進機のカッタヘッド |
-
1987
- 1987-11-24 JP JP62295605A patent/JPH0832192B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01138995A (ja) | 1989-05-31 |
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Legal Events
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