JPH08322836A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】極めて精度の高い整相を得る。 【構成】 各受信信号間の相互相関演算によって得られ
る時間差に基づいて、送波あるいは受波の各信号にそれ
ぞれ与える遅延時間を補正する手段を備える超音波診断
装置において、受信信号に有効時間長の窓関数を乗じて
自己相関係数を求める手段と、この自己相関係数値に対
する所定の評価関数の演算結果をもとに窓関数の有効時
間長を最適化する手段と、各受信信号毎に最適化された
窓関数と受信信号の乗じた結果を用いて前記相互相関演
算を行なう手段とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は医用超音波診断装置に係
り、特にその整相回路の収差補正の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】被検体内に超音波を送信し、反射して戻
ってきたエコーを受信した信号を基に被検体内の断層像
を表示する超音波診断装置が広く知られており、この装
置では受信信号の電子フォーカスと呼ばれる手法が用い
られている。

【０００３】図２に示すように被検体内の所定の深さの
点２０に反射源を仮定し、反射波２０１が受信素子１０
に球面波となって到達することを考える。配列した受信
素子の各位置と反射源との間は音速が一定と考えると超
音波の伝搬時間の差は各素子と仮定している反射源の空
間的距離から算出することができる。各受信素子で得ら
れる信号に反射源から到達する音波の時間差を相殺する
ように遅延量２１を与え、反射信号を２２のように同相
に揃えてから加算器１６で加算する。反射源からの信号
は干渉が同相となって強め合い、その他の信号は位相が
異なる干渉により著しく弱まることにより、受信素子の
配列方向の分解能を生じさせている。

【０００４】ところが、人体内には脂肪層や筋肉などの
種々の組織が存在するため、上述の電子フォーカスにお
いて仮定している均一な音速を基にした伝搬時間差の決
定には誤差が生じる。例えば脂肪層は音速が約１４７０
ｍ／ｓであるのに対して、筋肉や肝臓は１５４０ｍ／ｓ
前後であり、脂肪層の厚みなど人体の個体差による伝搬
時間の誤差を補正しないと電子フォーカスの十分な収束
が達成できず、断層像が不鮮明になる原因となってい
た。

【０００５】これを解決せんとする方法として、相関演
算を用いる方法が米国特許公報（USP4817614号）に開示
されている。この手法は被検体内の音速が均一であると
仮定した上で各受信素子の受信信号に所定の受信焦点に
対応した遅延時間を与え、各遅延量を与えた後の各受信
信号の一部を相関演算のための領域として切り出し、隣
接素子間において相互相関演算を行った結果から補正す
べき時間差を推定するものである。この手法は、各受信
信号の中で同じ反射源に対応した部分はきわめて相関の
高い反射波形形状を有しており、相関が最も高くなる時
間差を補正量とすれば、より合焦点な断層像が得られる
であろうという仮定に基づいている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このように構
成された超音波診断装置は、次に示すような問題点が残
存されている。

【０００７】すなわち、超音波の伝搬時間が乱れる原因
を図３のように音速が異なる層の境界３０での回折と考
える場合、境界形状によっては著しい波形の変形を引き
起こす場合が生じる。典型的な例としては、境界面の一
部に音速差に基づく音響レンズを形成するような部分が
あり、そのレンズの焦点距離が境界面と受信素子との距
離に対して十分大きいと見なせなくなった場合の波が受
信信号に影響する場合を挙げることができる。このよう
な状況では、反射源から伝搬してくる波面が単に時間的
な歪みをだけを伴って伝搬するのではなく、別の時間的
位置に振幅の異なる相似な波３３を伴うような波形全体
の歪みを生じて伝搬する。

【０００８】このような場合、時間が誤差を含んだ波形
群３２０の他に波３３に起因する付加的な波形群３３０
が相関演算を行う波形の時間領域に含まれるようにな
る。一般的に波形群３２０と波形群３３０の時間差は各
受信信号毎にそれぞれ異なるのが通常であるため、波形
群３３０を含む時間長をもって相互相関演算を行うと、
波形群３３０の付加的波形部分の相関により主たる波形
群３２０の時間差計算に誤差が生じてしまう。

【０００９】これにより、時間誤差を検出するために所
定の固定時間長で行っていた時間ゲート処理による各受
信信号の波形切り出しと相関演算処理だけでは著しい波
形歪みのために適切な時間差を与えることができなかっ
た。

【００１０】本発明は、このような事情に基づいてなさ
れたものであり、その目的は、極めて精度の高い整相が
得られる超音波診断装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
以下のとおりである。

【００１２】すなわち、各受信信号間の相互相関演算に
よって得られる時間差に基づいて、送波あるいは受波の
各信号にそれぞれ与える遅延時間を補正する手段を備え
る超音波診断装置において、受信信号に有効時間長の窓
関数を乗じて自己相関係数を求める手段と、この自己相
関係数値に対する所定の評価関数の演算結果をもとに窓
関数の有効時間長を最適化する手段と、各受信信号毎に
最適化された窓関数と受信信号の乗じた結果を用いて前
記相互相関演算を行なう手段とを備えるものである。

【００１３】

【作用】このように構成された超音波診断装置は、ま
ず、音速一定の仮定のもとに行った時間遅延処理の後
に、受信波形を時間ゲートにより切り出した各受信素子
に対応した受信信号の自己相関関数を計算し、これによ
り受信信号内に音場の回折により生じた相似の波形部分
を検出することができる。

【００１４】この場合、搬送波周波数による直交検波処
理を行うことにより、自己相関関数は搬送波周期毎の極
大を持つことがないことから、相似部分の検出を容易に
行うことができる。そして、自己相関演算の結果が時間
差０の位置から離れた時間位置で所定の敷居値以上の値
を示した場合には時間差部分に有意の相似な波形が重な
っている可能性があると判断し、相関計算前の受信波形
に乗じる窓関数の有効時間長を所定の幅だけ短かくす
る。

【００１５】このようにして行われる窓関数の時間長の
最適化により相互相関演算を行うべき波形が各受信信号
毎に定まり、それらの相関演算値より補正すべき時間差
が求まることになる。すなわち、窓関数重みのついた受
信信号間の相互相関演算により、補正すべき時間差が適
切に求まることになる。

【００１６】したがって、このような処理により相互相
関演算を行う際に音場の回折により生じた相似の波形部
分(偽像)の相関演算値への影響を排除することができ、
極めて精度の高い整相が得られるようになる。

【００１７】

【実施例】以下、本発明による超音波診断装置の一実施
例を図面を用いて説明する。

【００１８】まず、図１において、電気音響変換器群１
０の各素子は送受分離回路１１の各々に接続する。送受
分離回路１１は送波回路１２の出力を電気音響変換器群
１０に接続し、電気音響変換器群１０の出力を受信遅延
回路１３に接続する。送波回路１２は制御回路７０から
の指令信号ＣＮＴ２により制御される。受信遅延回路１
３の出力は選択器群１４の入力となる。受信遅延回路１
３は制御回路７０からの指令信号ＣＮＴ１により制御さ
れる。

【００１９】選択器群１４は受信遅延回路１３で遅延さ
れた受信信号を加算器１６の入力とする。この選択は制
御回路７０からの指令信号ＣＮＴ３により決定される。
加算器１６は整相加算信号を表示回路１８へ出力し、表
示回路１８は逐次異なるラスタ(ベクタ)データを輝度信
号に変換してＢモード像等の断層像を表示する。

【００２０】選択器群１４を構成する各選択器からのそ
れぞれの出力からなる出力群Ｓｉは直交検波回路１５の
入力となる。直交検波回路１５の複素信号出力Ｉ、Ｑ
は、時間ゲート回路１７の入力となる。時間ゲート回路
１７は制御回路７０からの指令信号ＧＴＣＴＬで制御さ
れる。時間ゲート回路１７の出力は相関演算回路１９の
入力となる。１２、１３、１４、１７は制御回路７０に
て制御される。相関演算回路１９は信号線群ＣＯＲＣＴ
Ｌで制御回路７０と双方向のデータ交換および制御を行
う。

【００２１】次に直交検波回路１５、時間ゲート回路１
７、相関演算回路１９、制御回路７０のそれぞれの構成
についてさらに詳細に説明する。まず、直交検波回路１
５において、図１に示した選択器群１４からの出力Ｓｉ
は選択器１５０の入力となる。選択は制御信号ＣＨによ
り決定される。

【００２２】選択器１５０の出力は周波数混合器１５
３、１５４の入力となる。局部発信器１５１、１５２は
互いに位相が９０度異なる正弦波信号を出力し、周波数
混合器１５３、１５４の入力となる。周波数混合器１５
３、１５４の出力は低周波通過フィルタ１５５、１５６
の入力となる。

【００２３】各低周波通過フィルタ１５５、１５６のそ
れぞれの出力Ｉ、Ｑは、時間ゲート回路１７に入力され
る。時間ゲート回路１７において、前記各出力Ｉ、Ｑは
アナログ-ディジタル変換器１７１、１７２の入力とな
る。アナログ-ディジタル変換器１７１、１７２の出力
は相関演算回路１９を構成する記憶回路１９１、１９２
に付帯するデータバス１９１Ｄ、１９２Ｄに接続され
る。アナログ-ディジタル変換器１７１、１７２は計数
器１７３により標本化動作が制御される。計数器１７３
は指令信号ＧＴＣＴＬにより計数開始および終了を制御
される。

【００２４】データバス１９１Ｄ、１９２Ｄは記憶回路
１９１、１９２、アナログ-ディジタル変換器１７１、
１７２および選択器１９３に共通接続されている。記憶
回路１９１、１９２は書き込み許可指令ＷＥＮ１、ＷＥ
Ｎ２、読み込み許可指令ＲＥＮ１、ＲＥＮ２、番地指令
ＡＤＲにより制御される。選択器１９３は指令信号Ｓｌ
によりデータバス１９１Ｄ、１９２Ｄの選択出力結果を
選択器１９７の入力とする。選択器１９７は選択器１９
３の出力とデータバスＤＢを入力とし，指令信号Ｓ２に
よりいずれかをシフトレジスタ１９４の入力とする。シ
フトレジスタ１９４は、シフトパルス信号ＳＰ１により
時系列の信号を選択器１９３から入力し、出力許可指令
ＯＥＮに従って高速フーリエ演算回路１９５にレジスタ
の内容を並列出力する。

【００２５】高速フーリエ演算回路１９５はシフトレジ
スタ１９４の内容をフーリエ変換した結果をシフトレジ
スタ１９６に出力する。シフトレジスタ１９６は、入力
許可指令ＩＥＮに従って高速フーリエ演算回路１９５の
出力を並列して取り込み、シフトパルス信号ＳＰ２によ
り並列の信号を直列に変換して選択器７３に出力する。
選択器７３はシフトレジスタ１９６の出力とデータバス
ＤＢの入出力の何れかを指令信号Ｓ３により中央演算処
理回路７１のデータ入出力に接続する。データバスＤＢ
にはプログラム記憶回路７４のデータ出力が接続されて
いる。

【００２６】プログラム記憶回路７４は番地指令ＡＤＲ
および読みだし許可指令ＲＥＮ４により制御される。ま
た、データバスＤＢには記憶回路７５のデータ出力も接
続されている。記憶回路７５は番地指令ＡＤＲおよび読
みだし許可指令ＲＥＮ３、書き込み許可指令ＷＥＮ３に
より制御される。中央演算処理回路７１のアドレスデー
タＭＡＤＲの出力はアドレス解析回路７２に出力され
る。また、書き込み-読みだし指令ＲＷもアドレス解析
回路７２に出力される。

【００２７】アドレス解析回路７２は中央演算処理回路
７１の出力するアドレスデータＭＡＤＲ、書き込み-読
みだし指令ＲＷ、データバスＤＢの出力により、制御信
号Ｓ１〜３、ＲＥＮ１〜４、ＷＥＮ１〜３、ＣＨ、ＡＤ
Ｒ、ＳＰ１、２、ＩＥＮ、ＯＥＮを出力する。さらに、
アドレス解析回路７２は図１の送波回路１２への制御信
号ＤＲＡＤＲ、受信遅延回路１３への制御信号ＣＨＡＤ
Ｒ、選択器群１４への制御信号ＣＳＥＬを出力する。Ｃ
ＨＡＤＲ、ＤＲＡＤＲ、ＣＳＥＬはそれぞれデータバス
ＤＢと共に指令信号ＣＮＴ１、ＣＮＴ２、ＣＮＴ３を形
成する。

【００２８】次に、このように構成された超音波診断装
置の動作について以下説明する。

【００２９】初めに，補正処理以外の動作の場合につい
て各部の機能を図１及び図７で説明する。

【００３０】まず、被験体内の所定の位置にて焦点を結
ぶように計算された遅延時間群が図１で制御回路７０に
より指令信号ＣＮＴ２に従って送波回路１２に設定され
る。遅延時間群は、例えば被験体内の音速を一定として
仮定し、電気音響変換器群１０の各素子と送波焦点との
幾何学的距離を用いて伝搬時間を計算することで予め求
めておくことができる。

【００３１】これらの遅延時間群は、送波回路１２によ
る制御に好適なクロック計数値データに変換されてお
り、図７のプログラム記憶回路７４内に格納されてい
る。このデータの転送は、送波動作開始前に、中央演算
処理装置７１がプログラム記憶回路７４のデータ格納ア
ドレスと送波回路１２内の図示しないレジスタに対応す
るアドレスをアドレスデコーダ７２に対するアドレスデ
ータＭＡＤＲとして出力することで実現される。このと
き、アドレスデコーダ７２はアドレスデータＭＡＤＲに
従って、制御指令ＤＲＡＤＲ、Ｓ３、ＲＥＮ４、ＡＤＲ
を出力する。ＤＲＡＤＲは送波回路１２内のどのレジス
タであるかを指定し、Ｓ３は選択器７３がデータバスＤ
Ｂを選択するように指定する。ＤＲＡＤＲとデータバス
ＤＢは図１の送波回路１２に対する指令信号ＣＮＴ２で
ある。

【００３２】送波回路１２内部では、各電気音響変換器
毎の励振パルス信号の送波開始トリガパルスが図示しな
いクロック計数回路で制御されており、クロック計数値
が制御回路７０により設定されたレジスタ格納値と比較
して同一となった時点で送波開始トリガパルスが出力さ
れ、該パルスが図示しない送波増幅器の入力となる。こ
の送波増幅器の励振パルス信号出力は，被検体内から反
射エコーを得るのに十分な音圧を発生するような電圧を
電気音響変換器に対して出力するが、その出力は送受分
離回路１１を経由してなされる。

【００３３】送受分離回路１１はダイオードの非線形性
を利用した図示しない回路であり、高い電圧の信号電流
が直接に受波整相回路１３に流れないようシャントする
回路で構成される。送受分離回路１１を経由した十分な
電圧の励振パルス信号は電気音響変換器を駆動する。こ
うして、図１の送波回路１２は設定された遅延時間に従
って電気音響変換器群１０に励振パルスを出力し、この
パルスは電気音響変換器群１０によって被験体内の波動
に変換される。

【００３４】被験体内から反射してきた反射パルスは再
び電気音響変換器群１０により電気信号に変換され、送
受分離回路１１を経て受信遅延回路１３の入力となる。
受信遅延回路１３は制御回路７０の指令信号ＣＮＴ２に
従って設定された遅延時間で受信信号群の位相を揃え
る。受信遅延回路１３は入力される受信信号を内部に備
える図示しない増幅器で増幅する。該増幅器の出力は内
部に備える図示しないタップ付き遅延素子で遅延され
る。該遅延素子は信号を取り出すタップ位置によって受
信信号に異なる遅延を与えるものであり、各タップ出力
の中から一つを選択する図示しない選択回路が出力端子
群に接続されている。

【００３５】該選択回路はレジスタを内包しており、そ
のレジスタの内容が制御回路７０の指令信号ＣＮＴ１に
従って設定される。受信遅延回路１３の遅延時間群は、
制御に好適なタップ選択データに変換されており、図７
のプログラム記憶回路７４内に格納されている。このデ
ータの転送は、送波動作開始前に、中央演算処理装置７
１がプログラム記憶回路７４のデータ格納アドレスと受
信遅延回路１３内の図示しないレジスタに対応するアド
レスをアドレスデコーダ７２に対するアドレスデータＭ
ＡＤＲとして出力することで実現される。このとき，ア
ドレスデコーダ７２はアドレスデータＭＡＤＲに従っ
て、制御指令ＣＨＡＤＲ、Ｓ３、ＲＥＮ４、ＡＤＲを出
力する。ＣＨＡＤＲは受信遅延回路１３内のどのレジス
タであるかを指定し、Ｓ３は選択器７３がデータバスＤ
Ｂを選択するように指定する。ＣＨＡＤＲとデータバス
ＤＢは図１の受信遅延回路１３に対する指令信号ＣＮＴ
１である。

【００３６】受信遅延回路１３で整相された各受信信号
は選択器群１４の各入力となる。選択器群１４は制御回
路７０の指令信号ＣＮＴ３で制御される。選択器群１４
はレジスタを内蔵しており、その内容に従って、補正を
行うための受信信号収集を行わない状態では、各受信入
力を加算器１６へ接続する。この内蔵レジスタの設定
は、送波動作開始前に、中央演算処理装置７１がレジス
タに対応するアドレスをアドレスデコーダ７２に対する
アドレスデータＭＡＤＲとし、設定値をデータバスＤＢ
に出力することで実現される。このとき、アドレスデコ
ーダ７２はアドレスデータＭＡＤＲに従って、制御指令
ＣＳＥＬ,Ｓ３を出力する。ＣＳＥＬは選択器群１４内
部のレジスタを指定し、各ゲートの選択をデータバスＤ
Ｂ上のデータが指定する。Ｓ３は選択器７３がデータバ
スＤＢを選択するように指定する。図７のＣＳＥＬとデ
ータバスＤＢは図１の選択器群１４に対する指令信号Ｃ
ＮＴ３である。加算器１６の入力は並列加算されて表示
回路１８の入力となる。

【００３７】表示回路１８は図示しない検波回路、対数
圧縮回路、座標変換回路、および表示装置等を内包し、
整相加算結果を該表示装置の輝度信号に変換することで
輝線を順次表示装置上に走査することにより断層像を表
示する。

【００３８】次に、本発明が適用される補正動作につい
て説明する。

【００３９】まず、選択器群１４の各出力先の一つを信
号群Ｓｉとして直交検波回路１５の入力とする。上述の
場合と同様の動作で超音波送受信を行い、受信遅延回路
１３の出力を選択器群１４が一斉に図７の直交検波回路
１５内の選択器１５０の入力とする。選択器１５０は制
御信号ＣＨにより信号群Ｓｉのなかから、目的の受信信
号を選択する。制御信号ＣＨはアドレスデコーダ７２の
出力であり、中央演算処理装置７１のアドレスデータＭ
ＡＤＲ、データバスＤＢ上のデータにより指定される。

【００４０】選択器１５０の出力は分岐されて周波数混
合器１５３、１５４の入力となる。局部発信器１５１、
１５２は周波数が受信信号搬送波とほぼ等しく互いに位
相が９０度異なる正弦波参照信号を出力する。周波数混
合器１５３、１５４では、受信信号と参照信号の周波数
混合が行われ、受信信号はベースバンド信号と高調波信
号の和信号となる。周波数混合器１５３、１５４の出力
は低周波通過フィルタ１５５、１５６によって濾波され
てベースバンド信号だけが残り、直交検波回路１５の直
交検波出力Ｉ、Ｑを成す。直交検波出力Ｉ、Ｑは時間ゲ
ート回路１７内のアナログ-ディジタル変換器１７１、
１７２の入力となる。

【００４１】アナログ-ディジタル変換器１７１、１７
２は直交検波信号の各々をディジタル信号に変換し、相
関演算回路１９内のデータバス１９１Ｄ、１９２Ｄに出
力する。アナログ-ディジタル変換器１７１、１７２は
計数器１７３により標本化動作が制御される。標本化は
図示しないクロック信号に同期して行われ、標本化及び
データバス１９１Ｄ、１９２Ｄへの出力動作の許可は計
数器１７３の出力により決定される。計数器１７３は指
令信号ＧＴＣＴＬにより計数開始を制御される。指令信
号ＧＴＣＴＬに従った前記クロック信号の計数開始と同
時にアナログ-ディジタル変換器１７１、１７２の標本
化及びデータバス１９１Ｄ、１９２Ｄへの出力動作が許
可され、計数値が所定の値に達すると標本化及びデータ
バス１９１Ｄ、１９２Ｄへの出力が終了する。これらの
動作に同期して標本化されたデータは記憶回路１９１,
１９２に順次格納される。

【００４２】記憶回路１９１、１９２は書き込み許可指
令ＷＥＮ１、ＷＥＮ２及び番地指令ＡＤＲにより制御さ
れる。また、選択器１９２はアドレスデコーダ７２から
の指令信号Ｓ１によりデータバス１９１Ｄ、１９２Ｄの
入力をどこにも接続しない。このような受信信号の時間
ゲートによる取り込み動作は、図１の送波回路１２、受
信遅延回路１３の設定条件を同じ遅延時間条件に保ちな
がら行い、超音波の送受信を繰り返すたびに選択器１５
０が選択する受信信号を変更する。また、局部発信器の
参照波出力の位相は送波開始時点に同期しており同じ遅
延時間条件の間では一定である。選択する受信信号を変
更する毎に、記憶回路１９１,１９２の番地指令ＡＤＲ
の値を変更して順次異なる記憶空間に受信信号値を格納
する。

【００４３】相関演算に用いるのに必要な受信信号より
得られた時間ゲート信号を記憶回路１９１,１９２に格
納した後、相互相関あるいは自己相関関数を周波数領域
で演算するための動作に入る。選択器１９３は指令信号
Ｓ１によりデータバス１９１Ｄ、１９２Ｄの選択出力結
果を選択器１９７の入力とする。選択器１９７は選択器
１９３の出力を指令信号Ｓ２によりシフトレジスタ１９
４の入力とする。シフトレジスタ１９４は、シフトパル
ス信号ＳＰ１により時系列の信号を選択器１９３から入
力し、出力許可指令ＯＥＮに従って高速フーリエ演算回
路１９５にレジスタの内容を並列出力する。このとき、
シフトレジスタ１９４には、記憶回路１９１、１９２の
両者から読みだされた複素の信号値が格納される。

【００４４】高速フーリエ演算回路１９５はシフトレジ
スタ１９４の内容を図示しないクロックに従ってフーリ
エ変換した結果をシフトレジスタ１９６に出力する。シ
フトレジスタ１９６は、入力許可指令ＩＥＮに従って高
速フーリエ演算回路１９５の出力を並列して取り込み、
シフトパルス信号ＳＰ２により並列の信号を直列に変換
して選択器７３に出力する。選択器７３はシフトレジス
タ１９６の出力を指令信号Ｓ３により中央演算処理回路
７１のデータ入出力に接続する。

【００４５】中央演算処理回路７１はシフトレジスタ１
９６出力に割り当てたアドレスデータをＭＡＤＲとして
出力し、アドレスデコーダ７２はそれに基づいて指令信
号Ｓ３を設定する。中央演算処理回路７１内のレジスタ
に読み込まれたデータはアドレスデコーダ７２と選択器
７３の協調動作により、記憶回路７５内に順次格納され
る。記憶回路７５はアドレスデコーダ７２の出力する制
御信号ＷＥＤ３、ＡＤＲに従って中央演算処理回路７１
が出力したデータをデータバスから入力して記憶する。
シフトレジスタ１９６の内容を全て記憶回路７５内に格
納することをもって、時間ゲートにより切り出された記
憶回路１９１、１９２内の一つの受信信号のフーリエ変
換結果が記憶回路７５内に格納されたことになる。この
動作を記憶回路１９１,１９２に格納した全ての受信信
号について繰り返す。

【００４６】自己相関関数を演算する場合には、中央演
算処理回路７１、記憶回路７５、アドレスデコーダ７２
の間のデータ転送と中央演算処理回路７１内の演算によ
り、同一の受信信号のフーリエ変換結果につき、複素共
役とそのままのものを一対求めて、対応する周波数成分
毎に複素乗算を行った演算結果の複素共役データをデー
タバスＤＢを介して選択器１９７に出力する。選択器１
９７は指令信号Ｓ２により該入力を順次シフトレジスタ
１９４に格納する。ここで、当初の時間ゲート信号のフ
ーリエ変換と同様に高速フーリエ演算回路１９５がフー
リエ変換を行うが、複素共役データを入力したことから
逆フーリエ変換が達成される。得られた結果は再び記憶
回路７５に格納される。

【００４７】相互相関関数の演算の場合には、異なる受
信信号のフーリエ変換結果につき、一方の複素共役と他
方のそのままのものを一対求めて、対応する周波数成分
毎に複素乗算を行った演算結果の複素共役データをデー
タバスＤＢを介して選択器１９７に出力する。以降の逆
フーリエ変換と記憶回路７５への格納については自己相
関関数の演算と同様である。

【００４８】記憶回路７５に格納された全ての受信信号
の自己相関演算の出力結果は中央演算処理回路７１によ
り絶対値を計算し、各々の最大値で規格化して記憶回路
７５に格納される。この格納結果について敷居値Ｒｔを
パラメタとする評価関数で評価が行われる。

【００４９】ここで、前記評価関数の求め方のいくつか
の実施例について説明する。

【００５０】まず、図６に示すように、時間ゲートで切
り出したある受信信号に対して、上述の構成及び演算で
求めた自己相関係数(関数)曲線を６０とする。自己相関
係数は順次時間差を増しながら重なり積分を演算してゆ
くことに相当し、自身の波形内に類似部分があるたびに
増減する。時間差０の場合（横軸原点）は１であり、同
図の６２と６３との間にあるような極大を与える位置に
相当する時間差では類似の部分が自らの波形の中に再び
存在することを意味する。敷居値Ｒｔを０＜Ｒｔ＜１の
範囲で設定すると、自身の波形内に類似部分が一つ以上
あれば、少なくとも２つ以上敷居値レベルを横断する点
を見いだすことができる。これらの点は同図において６
１〜６３に相当する。敷居値Ｒｔを１に近付ければ横断
数は殆どの場合１となり、それ以外では相関係数の変動
により多くの横断点を見いだす可能性がある。

【００５１】このようにして、自己相関係数曲線に対す
る敷居値の横断数を評価関数とすることで自身の波形内
の類似部分の度合いを評価することができる。この評価
演算は、記憶回路７５内に格納された各受信信号の自己
相関係数を時間差０の係数値から順に敷居値Ｒｔとの差
を計算し、その計算結果の符号が反転するたびに計数す
ることで実現できる。この評価関数では、横断数がたと
えば２以上とした場合に評価結果を否とする。

【００５２】次に、他の実施例としての評価関数は、ま
ず、所定の敷居値Rtを越える区間長の総和をとるように
する。そして、図６に示す区間長ｓ１、ｓ２をそれぞれ
加算する。敷居値Ｒｔを越える区間長が大きいというこ
とは、自身の波形内の類似部分が数多く現われたり、時
間差変化に対して非常に類似度の変化が小さい部分が存
在することを示している。この評価演算は、記憶回路７
５内に格納された各受信信号の自己相関係数を時間差０
の係数値から順に敷居値Ｒｔとの差を計算し、その符号
が正となる区間を計数することで実現できる。この評価
関数では、横断数が図６の相関係数計算長Ｄのたとえば
１／４以上とした場合に評価結果を否とする。

【００５３】さらに、他の実施例としての評価関数は、
まず、所定の時間差区間の相関係数の二乗和総和と所定
の敷居値との比較をとる。この評価演算は、記憶回路７
５内に格納された各受信信号の自己相関係数の絶対値を
計算する際に、平方根演算を行わず総和を計算し、敷居
値との大小比較をとることで実現できる。この評価関数
では、敷居値を越える総和となった場合に評価結果を否
とする。

【００５４】なお、本実施例で示す超音波診断装置では
上記３つの評価関数を全て用意しており、Ｒｔ等の敷居
値と同様に図示しない入力装置によって操作者が選択、
あるいは入力できるようなっている。

【００５５】以上の評価関数を記憶回路１９１、１９２
内に保持した受信信号の全てあるいは一部に適用し、否
となった受信信号の個数を数える。否となった個数が所
定の数に達した時点で、相関演算前の信号値の波形の時
間長を短くするように窓関数による重み付けを行う。

【００５６】ここで、窓関数としては、単純に波形の両
端から所定の時間幅だけ値を０とした矩形窓やHanning
窓等を用いることができる。

【００５７】次に窓関数として矩形窓を用い、かつ評価
関数として敷居値Ｒｔを曲線が横断する個数を選んだ場
合についての時間長の最適化を詳細に図４及び図７を用
いて説明する。まず、最初に図７の時間ゲート回路１７
により記憶回路１９１、１９２に記憶した波形を図４の
４１０,４１１とする。ここで記憶されている波形は直
交検波後のものであるが、直交検波前の同じ時間窓部分
の波形は４０として示している。波形４１０は直交検波
回路１５の出力Ｉを時間ゲート回路１７が切り出したも
ので記憶回路１９１に格納される。波形４１１は直交検
波回路１５の出力Ｑより得られ記憶回路１９２に格納さ
れる。何れも時間長はＴ１である。

【００５８】この信号の自己相関係数(関数)を相関演算
回路１９と制御回路７０の動作で計算した結果が曲線４
１２である。この曲線のデータは上述の高速フーリエ変
換と逆変換を用いる方法で記憶回路７５内に格納され
る。中央演算処理回路７１はプログラム記憶回路７４内
のプログラムの手順に従って記憶回路７５内に配列デー
タとして格納された自己相関係数曲線上の各値と敷居値
Ｒｔとの差を時間差０の位置から順に計算し、その結果
の符号が反転する場合の反転回数を計数することで横断
数を求める。曲線４１２の場合、時間差０付近を除いて
時間差ｔ１付近に敷居値Ｒｔ以上の相関係数が認められ
る。この場合、横断数が２以上の３であるので評価結果
を否とする。

【００５９】全ての受信信号の自己相関係数曲線のう
ち、この評価を一つでも否とするものがあった場合には
以降の時間窓有効長を短かくする操作を反復する。時間
窓有効長を短くして自己相関係数曲線を再び計算仕直す
動作は、図７において記憶回路１９１、１９２に保持さ
れた直交検波波形を選択器１９３、１９７を経由してシ
フトレジスタ１９４に転送する過程で実現される。選択
器１９７は指令信号Ｓ２により出力を０とすることがで
きる。記憶回路１９１、１９２に保持された直交検波波
形を、シフトパルスＳＰ１と同期してシフトレジスタ１
９４に転送する。波形の先頭部分あるいは終端部分の所
定の長さに相当する部分を転送している期間は、選択器
１９７の指令信号Ｓ２により０を出力させているものを
シフトレジスタ１９４に格納させる。この格納データを
既に述べた高速フーリエ変換を用いる方法で自己相関関
数の計算を行う。このようにして直交検波波形を時間長
Ｔ２まで短くしたものを図４の４２０、４２１とし、そ
の自己相関関数の計算結果を４２２とする。ここで再び
横断数を求めた値が３であるので、評価結果を否とす
る。シフトレジスタ１９４に転送する過程での時間窓調
整を再び行った結果、直交検波波形を時間長Ｔ３まで短
くしたものを図４の４３０、４３１とし、その自己相関
関数の計算結果を４３２とする。ここで再び横断数を求
めた値が１であるので、評価結果を可とする。

【００６０】そして、この検査を全ての受信信号につい
て行い、全て可となった場合、引き続く受信信号相互相
関を行うための時間長をＴ３と決定する。ただし、この
場合において、受信信号の特徴によって、有効時間窓幅
を所定の最短時間幅以下に縮めても評価結果を否とする
受信波形が存在する場合にはそれ以下に縮めることはし
ないようにする。

【００６１】次に、有効時間幅を最適化した各受信信号
間の相互相関係数を逐次隣接した電気音響変換器の受信
信号対毎に求め、相関が最大になる時間差を求める。こ
こで、相互相関係数は自己相関係数の演算で用いる互い
に共役な２つの波形の一方を別の受信信号のものとした
だけで既に述べた構成と動作で同様に求めることができ
る。記憶回路７５に格納された相互相関係数を検索し、
最大値を与えた位置の時間差を補正時間値とする。な
お、相互相関係数を得る過程で逆フーリエ演算を行う前
の周波数領域データに対して、有効時間長の変化を行う
と同様の動作で逆に０を追加してデータ長を長くしてか
ら逆フーリエ演算を行うと、得られる補正時間値の精度
を向上させることができる。

【００６２】こうして得られる時間差を用いて、送波回
路１２及び受信遅延回路１３のための遅延時間群を補正
する。この場合、中央演算処理回路７１が、プログラム
記憶回路７４に保持された遅延時間計算プログラムに従
って送波回路１２及び受信遅延回路１３の内部レジスタ
に格納される値を補正し、精度の高い整相が行われるよ
うになる。

【００６３】上述の構成では窓関数として矩形窓を用い
たが、Ｈａｎｎｉｎｇ窓等を用いるようにしてもよいこ
とは上述したとおりである。この場合にはシフトレジス
タ１９４の入力直前に乗算器を新たに追加した構成のみ
で実現することができる。

【００６４】ここで、補正値を検出する手順を流れ図と
して図５に示す。補正開始（ステップ５００）と共に各
電気音響変換器の中から一つを選び、受信信号の選択を
行う（ステップ５１０）。受信信号は直交検波した後
（ステップ５２）に時間ゲートによる波形切り出しが行
われる（ステップ５３）。この切り出し時間幅は後の窓
関数実効長の最大のもので対応できるよう十分な時間幅
が確保される。

【００６５】次に、窓関数実効長設定が行われる（ステ
ップ５４０）。この実効長は窓関数が矩形窓であれば、
係数値が０でない係数部分の最大幅、Ｈａｎｎｉｎｇ窓
であれば周期となる。ここで、本実施例では前記窓関数
の中心は時間ゲートによる波形切り出しが行われた信号
区間の中心を窓関数の中心と一致づけている。

【００６６】次に、この実効長が予め設定された最小値
以上であることの確認を経て（ステップ５４１）、その
結果が最小値以上であれば窓関数を掛ける（ステップ５
５）。窓関数の各係数を対応する受信波形の各値に掛け
て得られた結果をもって自己相関係数演算を行う（ステ
ップ５６）。この自己相関係数演算は高速フーリエ変換
(FFT)演算結果の複素共役をとり、元の結果との積を逆
ＦＦＴ演算することで求めることができる。

【００６７】次に、逆ＦＦＴ演算結果の絶対値を求めた
自己相関係数曲線をその最大値で規格化する(ステップ
５７)。規格化した自己相関係数曲線を予め設定された
評価関数で検査する(ステップ５８)。検査した結果、否
である場合にはステップ５４０に戻り、より時間的に実
効長の短い窓関数を新たに設定する。検査した結果が可
である場合には、図７の記憶回路７５に窓関数波形ある
いは実効長を記憶した後、全ての受信信号について上述
したステップ５１０ないしステップ５８の処理が完了し
ていることを確認する（ステップ５１１）。完了してい
なければ、新たに他の受信信号を選択する時点に戻り、
ステップ５１０ないしステップ５８を繰り返す。完了し
ていれば前記記憶回路７５から窓関数波形あるいは実効
長を読み出してそれぞれの対応する受信信号に乗じ、隣
接電気音響変換器に対応した窓関数重みのついた受信信
号間の相互相関演算５９が行われる。相互相関演算の結
果から送波、受波における遅延時間誤差の補正が行われ
る。

【００６８】このような実施例に示した超音波診断装置
は、まず、音速一定の仮定のもとに行った時間遅延処理
の後に、受信波形を時間ゲートにより切り出した各受信
素子に対応した受信信号の自己相関関数を計算し、これ
により受信信号内に音場の回折により生じた相似の波形
部分を検出することができる。

【００６９】この場合、搬送波周波数による直交検波処
理を行うことにより、自己相関関数は搬送波周期毎の極
大を持つことがないことから、相似部分の検出を容易に
行うことができる。そして、自己相関演算の結果が時間
差０の位置から離れた時間位置で所定の敷居値以上の値
を示した場合には時間差部分に有意の相似な波形が重な
っている可能性があると判断し、相関計算前の受信波形
に乗じる窓関数の有効時間長を所定の幅だけ短かくす
る。

【００７０】このようにして行われる窓関数の時間長の
最適化により相互相関演算を行うべき波形が各受信信号
毎に定まり、それらの相関演算値より補正すべき時間差
が求まることになる。すなわち、窓関数重みのついた受
信信号間の相互相関演算により、補正すべき時間差が適
切に求まることになる。

【００７１】したがって、このような処理により相互相
関演算を行う際に音場の回折により生じた相似の波形部
分(偽像)の相関演算値への影響を排除することができ、
極めて精度の高い整相が得られるようになる。

【００７２】なお、上記実施例においては相関係数演算
にＦＦＴを用いたが、これに限定されることはなく単純
な畳み込み演算等その他の演算手法を用いても良いこと
はもちろんである。

【００７３】また、必要に応じ、窓関数を掛ける前にお
いて単純に時間ゲートで切り出した波形だけで受信信号
間の相互相関演算を行い、求められた暫定的な補正の後
に再び時間ゲートによる波形切り出しと自己相関による
窓関数有効長の設定と最終的相互相関による遅延時間の
誤差補正を行ってもよいことはもちろんである。

【００７４】さらに、直交検波回路１５、時間ゲート回
路１７、および相関演算回路１９は単一のものを順次異
なる受信信号あるいは信号対に信号選択手段により割り
当てるようにしたものであるが、これに限定されず複数
設けて並列処理を行なうようにしてもよいことはもちろ
んである。

【００７５】さらに、本実施例では受信信号をアナログ
信号のままで整相を行うようにしているものであるが、
これに限定されず、ディジタル演算を行った後に行うよ
うにしてもよいことはいうまでもない。

【００７６】さらに、本実施例では補正のための受信信
号を同じ整相条件での送受信の反復中に取得するように
しているが、これに限定されることなく、より正確な補
正を期すために斉時に受信信号を取得する手段を備えて
記憶したものについて補正を求める構成とするようにし
てもよいことはいうまでもない。

【００７７】

【発明の効果】以上説明したことから明らかになるよう
に、本発明による超音波診断装置によれば、極めて精度
の高い整相が得られるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による超音波診断装置の一実施例を説明
する概略構成図である。

【図２】従来の超音波診断装置における電子フォーカス
の原理を説明する概念図である。

【図３】従来における不均一音速境界面での回折による
整相誤差を説明する概念図である。

【図４】本発明の超音波診断装置におおける自己相関係
数による窓関数の最適化を説明する図である。

【図５】本発明の超音波診断装置における自己相関係数
による窓関数の最適化手順を説明する流れ図である。

【図６】本発明の超音波診断装置における自己相関係数
の評価関数を説明する図である。

【図７】本発明の超音波診断装置における窓関数の最適
化動作を実現する構成の一実施例を説明する図である。

【符号の説明】

１０…電気音響変換器群、１１…送受分離回路、１２…
送波回路、１３…受信遅延回路、１３１…遅延制御回
路、１４…選択器群、１５…直交検波回路、１６…加算
器、１７…時間ゲート回路、１８…表示回路、１９…波
形メモリ、１９１…相関演算回路、２０…反射源、２０
１…反射波、２１…遅延量、２２…反射信号、３０…音
速が異なる層の境界、３１…音速が異なる層、３２０…
主たる波形部分の群、３３…一部の境界形状に起因する
付加的な波。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各受信信号間の相互相関演算によって得
   られる時間差に基づいて、送波あるいは受波の各信号に
   それぞれ与える遅延時間を補正する手段を備える超音波
   診断装置において、 受信信号に有効時間長の窓関数を乗じて自己相関係数を
   求める手段と、この自己相関係数値に対する所定の評価
   関数の演算結果をもとに窓関数の有効時間長を最適化す
   る手段と、各受信信号毎に最適化された窓関数と受信信
   号の乗じた結果を用いて前記相互相関演算を行なう手段
   とを備えることを特徴とする超音波診断装置。
2. 【請求項２】 窓関数を乗じる受信信号は、搬送波周波
   数による直交検波処理がなされたものであることを特徴
   とする請求項１記載の超音波診断装置。
3. 【請求項３】 評価関数の演算結果は、所定の敷居値に
   対する自己相関係数曲線の横断個数に基づくことを特徴
   とする請求項１記載の超音波診断装置。
4. 【請求項４】 評価関数の演算結果は、所定の敷居値に
   対して自己相関係数曲線が越えている区間長の総和に基
   づくことを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
5. 【請求項５】 評価関数の演算結果は、所定の時間差区
   間の自己相関係数の２乗和と所定の値との大小比較に基
   づくことを特徴とする請求項１記載の超音波診断装置。