JPH0834708B2 - インバ−タ制御装置 - Google Patents
インバ−タ制御装置Info
- Publication number
- JPH0834708B2 JPH0834708B2 JP62170017A JP17001787A JPH0834708B2 JP H0834708 B2 JPH0834708 B2 JP H0834708B2 JP 62170017 A JP62170017 A JP 62170017A JP 17001787 A JP17001787 A JP 17001787A JP H0834708 B2 JPH0834708 B2 JP H0834708B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- excitation
- spindle
- control device
- current
- spindle motor
- Prior art date
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、工作機械の主軸を駆動するモータの駆動
装置に関するものである。
装置に関するものである。
第３図は従来の工作機械における主軸と送り軸を同期
運転させる場合のシステムを示すブロック図である。図
において、１は送り軸と主軸に対して位置指令を与える
数値制御装置、２は送り軸モータ３を制御する送り軸ア
ンプ、３は送り軸モータ、４は送り軸の位置を検出する
ための送り軸の位置検出器、５は主軸モータ６を制御す
るインバータ制御装置から成る主軸アンプ、６は主軸モ
ータ、７は主軸の回転位置を検出するための主軸の位置
検出器である。
運転させる場合のシステムを示すブロック図である。図
において、１は送り軸と主軸に対して位置指令を与える
数値制御装置、２は送り軸モータ３を制御する送り軸ア
ンプ、３は送り軸モータ、４は送り軸の位置を検出する
ための送り軸の位置検出器、５は主軸モータ６を制御す
るインバータ制御装置から成る主軸アンプ、６は主軸モ
ータ、７は主軸の回転位置を検出するための主軸の位置
検出器である。
第４図はこの発明にも共通する従来のインバータ制御
装置から成る主軸アンプの構成を示すブロック図であ
る。図において、８は位置指令Prefと主軸の位置検出器
７からの位置フィードバック信号PFBの偏差から速度指
令▲ω＊ ｒ▼を演算する位置ループ演算部、９は速度指
令▲ω＊ ｒ▼と速度フィードバック信号ωｒからトルク
分電流iqsを演算する速度ループ演算部、10はトルク分
電流iqsから励磁分電流の弱め励磁率▲ψ′ ２▼を演算
する弱め励磁演算部、11は弱め励磁演算部10の出力であ
る弱め励磁率▲ψ′ ２▼と速度フィードバック信号ωｒ
から二次磁束指令φ２ ＊を演算するφ２ ＊演算部、12は
二次磁束指令φ２ ＊から一次遅れ演算を行って二次磁束
φ２を演算するφ２演算部、13は二次磁束φ２から相互
リアクタンスＭを演算するＭ演算部、14は二次磁束指令
φ２ ＊と相互リアクタンスＭから励磁分電流idsを演算
するids演算部、15はトルク分電流iqsと励磁分電流ids
からモータに与える一次電流の波高値|I1|を演算する|I
1|演算部、16はトルク分電流iqsと励磁分電流idsから一
次電流の位相角Δθを演算するΔθ演算部、17はトルク
分電流iqsと二次磁束φ２からすべり周波数ωｓを演算
するωｓ演算部である。
装置から成る主軸アンプの構成を示すブロック図であ
る。図において、８は位置指令Prefと主軸の位置検出器
７からの位置フィードバック信号PFBの偏差から速度指
令▲ω＊ ｒ▼を演算する位置ループ演算部、９は速度指
令▲ω＊ ｒ▼と速度フィードバック信号ωｒからトルク
分電流iqsを演算する速度ループ演算部、10はトルク分
電流iqsから励磁分電流の弱め励磁率▲ψ′ ２▼を演算
する弱め励磁演算部、11は弱め励磁演算部10の出力であ
る弱め励磁率▲ψ′ ２▼と速度フィードバック信号ωｒ
から二次磁束指令φ２ ＊を演算するφ２ ＊演算部、12は
二次磁束指令φ２ ＊から一次遅れ演算を行って二次磁束
φ２を演算するφ２演算部、13は二次磁束φ２から相互
リアクタンスＭを演算するＭ演算部、14は二次磁束指令
φ２ ＊と相互リアクタンスＭから励磁分電流idsを演算
するids演算部、15はトルク分電流iqsと励磁分電流ids
からモータに与える一次電流の波高値|I1|を演算する|I
1|演算部、16はトルク分電流iqsと励磁分電流idsから一
次電流の位相角Δθを演算するΔθ演算部、17はトルク
分電流iqsと二次磁束φ２からすべり周波数ωｓを演算
するωｓ演算部である。
次に、上記第３図に示す従来の工作機械における主軸
と送り軸を同期運転させる場合のシステムの動作につい
て、第４図に示すインバータ制御装置を参照して説明す
る。例えば工作機械において、主軸と送り軸とを同期運
転させて工作物にネジ切りを行う場合に、ネジの１ピッ
チ分だけ送り軸が移動した時に主軸が１回転するような
補間演算を数値制御装置１で行い、ネジの穴底で逆回転
する位置の移動指令として送り軸アンプ２と主軸アンプ
５に与える。送り軸アンプ２は送り軸の位置検出器４の
位置フィードバック信号と移動指令を突き合わせ、位置
ループを組んで送り軸モータ３を回転させる。同様に、
主軸アンプ５は主軸の位置検出器７の位置フィードバッ
ク信号と移動指令を突き合わせ、位置ループを組んで主
軸モータ６を回転させる。以上のような方法にて主軸と
送り軸を同期運転させて移動及び回転を行い、これによ
り工作物に対して高精度のネジ切りを行っている。
と送り軸を同期運転させる場合のシステムの動作につい
て、第４図に示すインバータ制御装置を参照して説明す
る。例えば工作機械において、主軸と送り軸とを同期運
転させて工作物にネジ切りを行う場合に、ネジの１ピッ
チ分だけ送り軸が移動した時に主軸が１回転するような
補間演算を数値制御装置１で行い、ネジの穴底で逆回転
する位置の移動指令として送り軸アンプ２と主軸アンプ
５に与える。送り軸アンプ２は送り軸の位置検出器４の
位置フィードバック信号と移動指令を突き合わせ、位置
ループを組んで送り軸モータ３を回転させる。同様に、
主軸アンプ５は主軸の位置検出器７の位置フィードバッ
ク信号と移動指令を突き合わせ、位置ループを組んで主
軸モータ６を回転させる。以上のような方法にて主軸と
送り軸を同期運転させて移動及び回転を行い、これによ
り工作物に対して高精度のネジ切りを行っている。
すなわち、第４図に示すようにインバータ制御装置か
ら成る主軸アンプ５では、与えられた位置指令Prefと位
置フィードバック信号PFBとを突き合わせ、位置ループ
演算部８において位置ループゲインKPPを乗ずることに
より速度指令▲ω＊ ｒ▼を得る。速度ループ演算部９で
は速度指令▲ω＊ ｒ▼と速度フィードバック信号ωｒを
突き合わせ、速度ループゲインKSP,積分ゲインKSIとし
たPI制御演算を行いトルク分電流iqsを得る。φ２ ＊演
算部11では速度フィードバック信号ωｒにおける二次磁
束指令φ２ ＊をモータの電気的定数から算出し、弱め励
磁演算部10で算出した弱め励磁率φ２′を掛けて二次磁
束指令φ２ ＊を演算する。弱め励磁率φ２′はトルク分
電流iqsが小さい時に励磁率を下げる制御を行ってお
り、主軸モータ６に負荷がかからない時に、その主軸モ
ータ６の励磁電流を下げて振動騒音を抑制する効果があ
る。φ２演算部12では一次遅れ演算を使って二次磁束φ
２を推定している。Ｍ演算部13では二次磁束φ２から主
軸モータ６の電気的定数によりその主軸モータ６の相互
リアクタンスＭを推定し、ids演算部14によって の演算を行い励磁分電流idsを得ている。|I1|演算部15
では の演算を行い主軸モータ６の一次電流の波高値|I1|を演
算し、Δθ演算部16ではtan-1（iqs/ids）から一次電流
の位相角Δθを演算している。また、ωｓ演算部17では
二次磁束φ２とトルク分電流iqsからすべり周波数ωｓ
を演算し、ωｏ＝ωｒ＋ωｓの演算を行って一次電流I1
の角周波数ωｏを算出している。上述のような演算によ
り主軸モータ６へ与える一次電流I1sin（ωot＋Δθ）
が算出される。以上は公知のベクトル演算によるインバ
ータ制御装置における動作の概要である。
ら成る主軸アンプ５では、与えられた位置指令Prefと位
置フィードバック信号PFBとを突き合わせ、位置ループ
演算部８において位置ループゲインKPPを乗ずることに
より速度指令▲ω＊ ｒ▼を得る。速度ループ演算部９で
は速度指令▲ω＊ ｒ▼と速度フィードバック信号ωｒを
突き合わせ、速度ループゲインKSP,積分ゲインKSIとし
たPI制御演算を行いトルク分電流iqsを得る。φ２ ＊演
算部11では速度フィードバック信号ωｒにおける二次磁
束指令φ２ ＊をモータの電気的定数から算出し、弱め励
磁演算部10で算出した弱め励磁率φ２′を掛けて二次磁
束指令φ２ ＊を演算する。弱め励磁率φ２′はトルク分
電流iqsが小さい時に励磁率を下げる制御を行ってお
り、主軸モータ６に負荷がかからない時に、その主軸モ
ータ６の励磁電流を下げて振動騒音を抑制する効果があ
る。φ２演算部12では一次遅れ演算を使って二次磁束φ
２を推定している。Ｍ演算部13では二次磁束φ２から主
軸モータ６の電気的定数によりその主軸モータ６の相互
リアクタンスＭを推定し、ids演算部14によって の演算を行い励磁分電流idsを得ている。|I1|演算部15
では の演算を行い主軸モータ６の一次電流の波高値|I1|を演
算し、Δθ演算部16ではtan-1（iqs/ids）から一次電流
の位相角Δθを演算している。また、ωｓ演算部17では
二次磁束φ２とトルク分電流iqsからすべり周波数ωｓ
を演算し、ωｏ＝ωｒ＋ωｓの演算を行って一次電流I1
の角周波数ωｏを算出している。上述のような演算によ
り主軸モータ６へ与える一次電流I1sin（ωot＋Δθ）
が算出される。以上は公知のベクトル演算によるインバ
ータ制御装置における動作の概要である。
上記従来の工作機械における主軸と送り軸を同期運転
させる場合のシステムのインバータ制御装置は以上のよ
うに構成されているので、主軸の負荷が軽くその負荷に
よる主軸の速度変動がない場合には、主軸と精度の高い
送り軸との同期運転を行うことができるが、主軸の負荷
が重くその負荷による主軸の速度変動がある場合には、
主軸と送り軸との同期がずれてしまい、特に工作機械に
より工作物のネジ切り切削においてはツールが破損する
などの問題点があった。
させる場合のシステムのインバータ制御装置は以上のよ
うに構成されているので、主軸の負荷が軽くその負荷に
よる主軸の速度変動がない場合には、主軸と精度の高い
送り軸との同期運転を行うことができるが、主軸の負荷
が重くその負荷による主軸の速度変動がある場合には、
主軸と送り軸との同期がずれてしまい、特に工作機械に
より工作物のネジ切り切削においてはツールが破損する
などの問題点があった。
この発明はかかる問題点を解決するためになされたも
ので、主軸と送り軸との同期運転時、あるいはその他の
運転時にも、安定で、高精度、高応答な運転が可能な制
御ができる主軸に対するインバータ制御装置を得ること
を目的とする。
ので、主軸と送り軸との同期運転時、あるいはその他の
運転時にも、安定で、高精度、高応答な運転が可能な制
御ができる主軸に対するインバータ制御装置を得ること
を目的とする。
この発明に係るインバータ制御装置は、主軸と送り軸
との同期運転時には、主軸モータに与える励磁分電流を
一定値とする固定励磁によるベクトル制御を行い、その
他の運転時には、上記励磁分電流をトルク分電流に応じ
て可変にする可変励磁によるベクトル制御を行うもので
ある。
との同期運転時には、主軸モータに与える励磁分電流を
一定値とする固定励磁によるベクトル制御を行い、その
他の運転時には、上記励磁分電流をトルク分電流に応じ
て可変にする可変励磁によるベクトル制御を行うもので
ある。
この発明のインバータ制御装置においては、主軸と送
り軸とが同期運転時であるか、あるいは他の運転時であ
るかによって、主軸モータに与える励磁分電流を、一定
値とする固定励磁によるベクトル制御か、あるいはトル
ク分電流に応じて可変にする可変励磁によるベクトル制
御かに切り換えるように制御したものであるので、安定
で、高精度、高応答な運転が可能な制御を行うことがで
きる。
り軸とが同期運転時であるか、あるいは他の運転時であ
るかによって、主軸モータに与える励磁分電流を、一定
値とする固定励磁によるベクトル制御か、あるいはトル
ク分電流に応じて可変にする可変励磁によるベクトル制
御かに切り換えるように制御したものであるので、安定
で、高精度、高応答な運転が可能な制御を行うことがで
きる。
第１図はこの発明の一実施例であるインバータ制御装
置における弱め励磁率パターンを示す説明図である。第
１図中、横軸はトルク分電流iqs、縦軸は弱め励磁率φ
２′を示す。また、（Ｉ）は同期制御を行う弱め励磁率
パターン（この発明による固定励磁を示すパターン）、
（II）は同期制御を行わない通常の弱め励磁率パターン
（この発明による可変励磁を示すパターン）である。こ
のような弱め励磁率パターン（Ｉ），（II）を上記第４
図に示す弱め励磁演算部10に保有している。
置における弱め励磁率パターンを示す説明図である。第
１図中、横軸はトルク分電流iqs、縦軸は弱め励磁率φ
２′を示す。また、（Ｉ）は同期制御を行う弱め励磁率
パターン（この発明による固定励磁を示すパターン）、
（II）は同期制御を行わない通常の弱め励磁率パターン
（この発明による可変励磁を示すパターン）である。こ
のような弱め励磁率パターン（Ｉ），（II）を上記第４
図に示す弱め励磁演算部10に保有している。
第２図は第１図のインバータ制御装置における弱め励
磁率パターンを切り換える動作を説明するためのフロー
チャートである。
磁率パターンを切り換える動作を説明するためのフロー
チャートである。
次に、この発明によるインバータ制御装置の動作につ
いて説明する。主軸と送り軸とを同期運転させる場合に
は、上記第３図に示す数値制御装置１から同期運転であ
ることを、第４図に示すインバータ制御装置から成る主
軸アンプ５に切換え信号として送る。主軸アンプ５では
上記切換え信号を見て同期運転であれば、第１図に示す
弱め励磁率パターン（Ｉ）を選ぶと、第４図に示す弱め
励磁演算部10はトルク分電流iqsに関係なく弱め励磁率
φ２′を100％の一定値とするため、φ２ ＊演算部11の
二次磁束指令φ２ ＊はトルク分電流iqsの影響を受ける
ことがない。ここで、公知のベクトル演算によれば、 となり、二次磁束φ２が一次遅れとなる。このため、第
１図に示す弱め励磁率パターン（II）では主軸モータ６
に負荷がかかった時、トルク分電流iqsの立ち上がりに
対して二次磁束φ２の立ち上がりが遅れ、主軸モータ６
の出力トルクTMの立ち上がりも一次遅れとなるが、同期
運転では弱め励磁率パターン（Ｉ）を選択するので、ト
ルク分電流iqsの立ち上がりに対する主軸モータ６の出
力トルクTMの立ち上がりは二次磁束φ２の影響を受けな
い。従って、主軸に負荷がかかった場合には、主軸モー
タ６の出力トルクTMの遅れが小さく、速度変動も抑制さ
れ、主軸と送り軸との同期運転を行った場合に、同期ず
れを小さくでき、また同期運転以外の通常運転時には従
来通りの制御を行うことができる。
いて説明する。主軸と送り軸とを同期運転させる場合に
は、上記第３図に示す数値制御装置１から同期運転であ
ることを、第４図に示すインバータ制御装置から成る主
軸アンプ５に切換え信号として送る。主軸アンプ５では
上記切換え信号を見て同期運転であれば、第１図に示す
弱め励磁率パターン（Ｉ）を選ぶと、第４図に示す弱め
励磁演算部10はトルク分電流iqsに関係なく弱め励磁率
φ２′を100％の一定値とするため、φ２ ＊演算部11の
二次磁束指令φ２ ＊はトルク分電流iqsの影響を受ける
ことがない。ここで、公知のベクトル演算によれば、 となり、二次磁束φ２が一次遅れとなる。このため、第
１図に示す弱め励磁率パターン（II）では主軸モータ６
に負荷がかかった時、トルク分電流iqsの立ち上がりに
対して二次磁束φ２の立ち上がりが遅れ、主軸モータ６
の出力トルクTMの立ち上がりも一次遅れとなるが、同期
運転では弱め励磁率パターン（Ｉ）を選択するので、ト
ルク分電流iqsの立ち上がりに対する主軸モータ６の出
力トルクTMの立ち上がりは二次磁束φ２の影響を受けな
い。従って、主軸に負荷がかかった場合には、主軸モー
タ６の出力トルクTMの遅れが小さく、速度変動も抑制さ
れ、主軸と送り軸との同期運転を行った場合に、同期ず
れを小さくでき、また同期運転以外の通常運転時には従
来通りの制御を行うことができる。
次に、この発明によるインバータ制御装置の特徴につ
いて説明する。この発明のインバータ制御装置では、第
１図に示すように、（１）主軸モータ６のトルク分電流
iqsが０、すなわち無負荷の時は、弱め励磁率φ２′を5
0％とし、（２）トルク分電流iqsが大きくなるに従って
弱め励磁率φ２′も大きくするようにし、（３）そし
て、トルク分電流iqsが100％、すなわち主軸モータ６に
定格負荷がかかった時は、弱め励磁率φ２′も100％と
する。このような制御動作を行うことにより、（Ａ）主
軸モータ６の無負荷時や軽負荷時には、主軸モータ６の
励磁分電流を小さくして、この主軸モータ６の振動や音
（励磁音）をより軽減することができ、また、（Ｂ）主
軸モータ６の定格負荷時には、主軸モータ６の励磁分電
流を100％励磁として、この主軸モータ６が正規の定格
トルクを出力することができる。その結果として、主軸
モータ６は振動や騒音が小さく、かつ安定してトルクを
発生することができるという特徴を発揮し得るものであ
る。
いて説明する。この発明のインバータ制御装置では、第
１図に示すように、（１）主軸モータ６のトルク分電流
iqsが０、すなわち無負荷の時は、弱め励磁率φ２′を5
0％とし、（２）トルク分電流iqsが大きくなるに従って
弱め励磁率φ２′も大きくするようにし、（３）そし
て、トルク分電流iqsが100％、すなわち主軸モータ６に
定格負荷がかかった時は、弱め励磁率φ２′も100％と
する。このような制御動作を行うことにより、（Ａ）主
軸モータ６の無負荷時や軽負荷時には、主軸モータ６の
励磁分電流を小さくして、この主軸モータ６の振動や音
（励磁音）をより軽減することができ、また、（Ｂ）主
軸モータ６の定格負荷時には、主軸モータ６の励磁分電
流を100％励磁として、この主軸モータ６が正規の定格
トルクを出力することができる。その結果として、主軸
モータ６は振動や騒音が小さく、かつ安定してトルクを
発生することができるという特徴を発揮し得るものであ
る。
なお、上記実施例では、工作機械により工作物のネジ
切りの場合について説明したが、工作物の回転位置を制
御して切削を行うＣ軸制御（工作機械のスピンドル軸
（主軸）の回転角を制御すること）の場合であっても良
く、上記実施例と同様の効果を奏する。
切りの場合について説明したが、工作物の回転位置を制
御して切削を行うＣ軸制御（工作機械のスピンドル軸
（主軸）の回転角を制御すること）の場合であっても良
く、上記実施例と同様の効果を奏する。
この発明は以上説明したとおり、インバータ制御装置
において、主軸と送り軸との同期運転時には、主軸モー
タに与える励磁率電流を一定値とする固定励磁によるベ
クトル制御を行い、その他の運転時には、上記励磁分電
流をトルク分電流に応じて可変にする可変励磁によるベ
クトル制御を行うものであるので、主軸と送り軸とが同
期運転中、あるいはその他の運転中である全運転モード
において、または、主軸の負荷が軽いか、あるいは重い
かの全負荷領域においても、安定で、高精度、高応答な
運転が可能な制御を行うことができるという優れた効果
を奏するものである。
において、主軸と送り軸との同期運転時には、主軸モー
タに与える励磁率電流を一定値とする固定励磁によるベ
クトル制御を行い、その他の運転時には、上記励磁分電
流をトルク分電流に応じて可変にする可変励磁によるベ
クトル制御を行うものであるので、主軸と送り軸とが同
期運転中、あるいはその他の運転中である全運転モード
において、または、主軸の負荷が軽いか、あるいは重い
かの全負荷領域においても、安定で、高精度、高応答な
運転が可能な制御を行うことができるという優れた効果
を奏するものである。
第１図はこの発明の一実施例であるインバータ制御装置
における弱め励磁率パターンを示す説明図、第２図は第
１図のインバータ制御装置における弱め励磁率パターン
を切り換える動作を説明するためのフローチャート、第
３図は従来の工作機械における主軸と送り軸を同期運転
させる場合のシステムを示すブロック図、第４図はこの
発明にも共通する従来のインバータ制御装置から成る主
軸アンプの構成を示すブロック図である。 図において、１……数値制御装置、２……送り軸アン
プ、３……送り軸モータ、４……送り軸の位置検出器、
５……主軸アンプ、６……主軸モータ、７……主軸の位
置検出器、８……位置ループ演算部、９……速度ループ
演算部、10……弱め励磁演算部、11……φ２ ＊演算部、
12……φ２演算部、13……Ｍ演算部、14……ids演算
部、15……|I1|演算部、16……Δθ演算部、17……ωｓ
演算部である。 なお、図中同一符号は同一、又は相当部分を示す。
における弱め励磁率パターンを示す説明図、第２図は第
１図のインバータ制御装置における弱め励磁率パターン
を切り換える動作を説明するためのフローチャート、第
３図は従来の工作機械における主軸と送り軸を同期運転
させる場合のシステムを示すブロック図、第４図はこの
発明にも共通する従来のインバータ制御装置から成る主
軸アンプの構成を示すブロック図である。 図において、１……数値制御装置、２……送り軸アン
プ、３……送り軸モータ、４……送り軸の位置検出器、
５……主軸アンプ、６……主軸モータ、７……主軸の位
置検出器、８……位置ループ演算部、９……速度ループ
演算部、10……弱め励磁演算部、11……φ２ ＊演算部、
12……φ２演算部、13……Ｍ演算部、14……ids演算
部、15……|I1|演算部、16……Δθ演算部、17……ωｓ
演算部である。 なお、図中同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】工作機械の主軸を駆動する主軸モータを送
り軸を駆動する送り軸モータと同期させて制御する上記
主軸モータのインバータ制御装置において、上記主軸と
上記送り軸との同期運転時には、上記主軸モータに与え
る励磁分電流を一定値とする固定励磁によるベクトル制
御を行い、その他の運転時には、弱め励磁率100％まで
はトルク分電流の変化に比例して変化し、弱め励磁率10
0％に至った場合は一定値とする可変励磁によるベクト
ル制御を行う制御手段を備えたことを特徴とするインバ
ータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62170017A JPH0834708B2 (ja) | 1987-07-08 | 1987-07-08 | インバ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62170017A JPH0834708B2 (ja) | 1987-07-08 | 1987-07-08 | インバ−タ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6416286A JPS6416286A (en) | 1989-01-19 |
| JPH0834708B2 true JPH0834708B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=15897054
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62170017A Expired - Lifetime JPH0834708B2 (ja) | 1987-07-08 | 1987-07-08 | インバ−タ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0834708B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2614416B2 (ja) * | 1994-07-04 | 1997-05-28 | 日本冶金工業株式会社 | 超塑性２相ステンレス鋼板の製造方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5921292A (ja) * | 1982-07-22 | 1984-02-03 | Fanuc Ltd | 誘導電動機の制御方式 |
| JPS61128786A (ja) * | 1984-11-28 | 1986-06-16 | Fuji Electric Co Ltd | 電動機のベクトル制御装置 |
| JPS62228345A (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-07 | Fanuc Ltd | 交流モ−タの制御回路 |
-
1987
- 1987-07-08 JP JP62170017A patent/JPH0834708B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6416286A (en) | 1989-01-19 |
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