JPH084384B2 - 共振調整器型電源 - Google Patents
共振調整器型電源Info
- Publication number
- JPH084384B2 JPH084384B2 JP62336697A JP33669787A JPH084384B2 JP H084384 B2 JPH084384 B2 JP H084384B2 JP 62336697 A JP62336697 A JP 62336697A JP 33669787 A JP33669787 A JP 33669787A JP H084384 B2 JPH084384 B2 JP H084384B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- voltage
- resonance
- coupled
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC
- G05F1/13—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is AC using ferroresonant transformers as final control devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
- General Induction Heating (AREA)
- Apparatuses For Generation Of Mechanical Vibrations (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 この発明は共振調整器型電源に関するものである。
共振伝達特性曲線の正の勾配のスロープで動作する共
振調整器は共振回路の共振周波数より低い動作周波数範
囲内で調整機能を有する。共振調整器の制御回路が動作
点を共振点より高く設定しようとすると、帰還が負帰還
から正帰還に変わるために、調整機能が失われてしま
う。従つて、周波数制御ループは、全ての予想しうる動
作状態において調整器の動作点が共振周波数曲線の不適
切な側に位置することがないように設計される。
振調整器は共振回路の共振周波数より低い動作周波数範
囲内で調整機能を有する。共振調整器の制御回路が動作
点を共振点より高く設定しようとすると、帰還が負帰還
から正帰還に変わるために、調整機能が失われてしま
う。従つて、周波数制御ループは、全ての予想しうる動
作状態において調整器の動作点が共振周波数曲線の不適
切な側に位置することがないように設計される。
周波数制御ループの素子は、共振Ｌ素子やＣ素子の値
の公差、電圧帰還素子、例えば、電圧駆動抵抗などの公
差、さらに、一般的に、制御ループ全体の公差を持つて
いる。周波数制御ループに関係する素子は数が多いか
ら、全ての予想し得る動作条件下で共振調整器の動作点
が共振周波数より低くなるように、全ての公差を充分に
小さく保つことは実際的ではない。このことは、共振伝
達特性曲線の勾配が急で、良好なループ応答性が得られ
るような共振周波数の非常に近い点で動作させたい場合
に特に言えることである。
の公差、電圧帰還素子、例えば、電圧駆動抵抗などの公
差、さらに、一般的に、制御ループ全体の公差を持つて
いる。周波数制御ループに関係する素子は数が多いか
ら、全ての予想し得る動作条件下で共振調整器の動作点
が共振周波数より低くなるように、全ての公差を充分に
小さく保つことは実際的ではない。このことは、共振伝
達特性曲線の勾配が急で、良好なループ応答性が得られ
るような共振周波数の非常に近い点で動作させたい場合
に特に言えることである。
この発明の一態様に従うと、共振調整器型電源は、動
作周波数を制御できる交流入力電圧源に結合され、これ
によつて励起される共振回路は含んでいる。この共振回
路に供給回路が結合されており、出力電圧を生成する。
交流入力電圧源には制御回路が結合されており、上記出
力電圧に応答して負帰還ループ中で動作周波数を変化さ
せ、出力電圧の調整を行う。周波数制限回路が共振回路
に結合されており、動作周波数が共振周波数を通過して
しまうことがないようにしている。
作周波数を制御できる交流入力電圧源に結合され、これ
によつて励起される共振回路は含んでいる。この共振回
路に供給回路が結合されており、出力電圧を生成する。
交流入力電圧源には制御回路が結合されており、上記出
力電圧に応答して負帰還ループ中で動作周波数を変化さ
せ、出力電圧の調整を行う。周波数制限回路が共振回路
に結合されており、動作周波数が共振周波数を通過して
しまうことがないようにしている。
この発明の別の特徴によれば、周波数制限回路は、共
振回路の誘導性素子により生成される誘導性電圧を表わ
す第１のセンス電圧と、容量性素子によつて生成される
容量性電圧を表わす第２のセンス電圧とを発生する。こ
の発明の特徴の実施においては、これらの２つのセンス
電圧は代数的に加算されて、容量性電圧と誘導性電圧と
の振幅の差を表わす第３のセンス電圧が生成される。こ
の差電圧は共振回路の共振周波数に対する調整器の動作
周波数の接近度を示す。この差電圧に応答して、周波数
制限回路は上記動作周波数が上記共振周波数を通過する
ことがないようにする。
振回路の誘導性素子により生成される誘導性電圧を表わ
す第１のセンス電圧と、容量性素子によつて生成される
容量性電圧を表わす第２のセンス電圧とを発生する。こ
の発明の特徴の実施においては、これらの２つのセンス
電圧は代数的に加算されて、容量性電圧と誘導性電圧と
の振幅の差を表わす第３のセンス電圧が生成される。こ
の差電圧は共振回路の共振周波数に対する調整器の動作
周波数の接近度を示す。この差電圧に応答して、周波数
制限回路は上記動作周波数が上記共振周波数を通過する
ことがないようにする。
第１図に示す共振調整器20において、交流配電電圧源
21が全波ブリツジ整流器19の入力端子22と23との間に結
合されており、直流の未調整入力電圧Vinが供給端子24
と電源21からは電気的に分離されていない電流帰路端
子、即ち、接地端子25との間に発生する。電圧Vinの濾
波は同じ値を持つ直列接続されたキヤパシタC1とC2によ
つて行われる。それぞれキヤパシタC1とC2の端子間に現
われる未調整直流電圧Vi1とVi2は互いに大きさが実質的
に等しく、電圧Vinの大きさの２分の１である。電圧調
整器33が共振調整器20の制御回路用の低い直流電圧＋Ｖ
を供給する。
21が全波ブリツジ整流器19の入力端子22と23との間に結
合されており、直流の未調整入力電圧Vinが供給端子24
と電源21からは電気的に分離されていない電流帰路端
子、即ち、接地端子25との間に発生する。電圧Vinの濾
波は同じ値を持つ直列接続されたキヤパシタC1とC2によ
つて行われる。それぞれキヤパシタC1とC2の端子間に現
われる未調整直流電圧Vi1とVi2は互いに大きさが実質的
に等しく、電圧Vinの大きさの２分の１である。電圧調
整器33が共振調整器20の制御回路用の低い直流電圧＋Ｖ
を供給する。
LC共振回路10は、一端が直流阻止キヤパシタC3を介し
て中間供給端子26に、他端が方形波入力端子30に結合さ
れたインダクタLOとキヤパシタCOの直列接続体を含んで
いる。共振回路10は、周波数ｆが制御可能な交番方形波
入力電圧Vsqの電圧源40に結合されており、これによつ
て付勢される。
て中間供給端子26に、他端が方形波入力端子30に結合さ
れたインダクタLOとキヤパシタCOの直列接続体を含んで
いる。共振回路10は、周波数ｆが制御可能な交番方形波
入力電圧Vsqの電圧源40に結合されており、これによつ
て付勢される。
方形波電圧源40は、方形波発振器電圧VOSCを発生する
可制御周波数発振器41、駆動段42及びプツシユプルスイ
ツチS1とS2を備えている。プツシユプル構成とするため
に、スイツチS1は供給端子24と方形波入力端子30の間
に、また、スイツチS2は入力端子30と非分離接地点との
間にそれぞれ結合されている。スイツチS1とS2をプツシ
ユプル的に動作させるために、駆動段42の出力はスイツ
チS2に供給する前に、インバータ43によつて反転されて
いる。キヤパシタC3が、非対称なスイツチング動作によ
つて、あるいはキヤパシタC1とC2の値が異なることによ
つて生じる残留直流成分を阻止する。
可制御周波数発振器41、駆動段42及びプツシユプルスイ
ツチS1とS2を備えている。プツシユプル構成とするため
に、スイツチS1は供給端子24と方形波入力端子30の間
に、また、スイツチS2は入力端子30と非分離接地点との
間にそれぞれ結合されている。スイツチS1とS2をプツシ
ユプル的に動作させるために、駆動段42の出力はスイツ
チS2に供給する前に、インバータ43によつて反転されて
いる。キヤパシタC3が、非対称なスイツチング動作によ
つて、あるいはキヤパシタC1とC2の値が異なることによ
つて生じる残留直流成分を阻止する。
動作において、方形波入力電圧Vsqが共振回路10を発
振状態へ励起して、共振キヤパシタCOの両端間に全体的
に見て正弦波の供給電圧V0を発生させる。電圧V0は方形
波入力電圧Vsqの励起周波数、即ち、動作周波数ｆに基
本周波数を持つ。共振インダクタLOの両端間に現われる
電圧も、周波数がｆでほぼ正弦波の電圧であるが、この
電圧は電圧Vsq前縁と後縁の遷移部で大きさが階段状に
変化する波形である。方形波電圧Vsq及び誘導性及び容
量性電圧の正弦波成分の間の位相関係は、負荷に伴い、
また、交流配電電圧の変化に伴つて変化する。
振状態へ励起して、共振キヤパシタCOの両端間に全体的
に見て正弦波の供給電圧V0を発生させる。電圧V0は方形
波入力電圧Vsqの励起周波数、即ち、動作周波数ｆに基
本周波数を持つ。共振インダクタLOの両端間に現われる
電圧も、周波数がｆでほぼ正弦波の電圧であるが、この
電圧は電圧Vsq前縁と後縁の遷移部で大きさが階段状に
変化する波形である。方形波電圧Vsq及び誘導性及び容
量性電圧の正弦波成分の間の位相関係は、負荷に伴い、
また、交流配電電圧の変化に伴つて変化する。
電力変成器T1の１次巻線W1が共振回路10の共振キヤパ
シタCOの両端間に結合されている。巻線W1の呈するイン
ダクタンスは、インダクタLOの値に対する値によつて
は、共振回路10の共振周波数に影響を及ぼすことがあ
る。
シタCOの両端間に結合されている。巻線W1の呈するイン
ダクタンスは、インダクタLOの値に対する値によつて
は、共振回路10の共振周波数に影響を及ぼすことがあ
る。
電圧V0は１次巻線W1の両端間に加えられ、密に結合さ
れた２次巻線W3〜W5の両端間に正弦波出力電圧を生じさ
せる。これらの電圧はそれぞれ素子27〜29により整流濾
波されて、それぞれの負荷回路（図示せず）を付勢する
直流供給電圧V1〜V3を生成する。電力変成器T1は、さら
に、配電電圧源21と供給電圧V1〜V3により付勢される負
荷回路との間に電気的衝撃に対する分離を与える。従つ
て、変成器T1の２次側負荷回路に対する電流帰路端子、
即ち、接地端子は、１次側の接地端子25から電気的に分
離されている。
れた２次巻線W3〜W5の両端間に正弦波出力電圧を生じさ
せる。これらの電圧はそれぞれ素子27〜29により整流濾
波されて、それぞれの負荷回路（図示せず）を付勢する
直流供給電圧V1〜V3を生成する。電力変成器T1は、さら
に、配電電圧源21と供給電圧V1〜V3により付勢される負
荷回路との間に電気的衝撃に対する分離を与える。従つ
て、変成器T1の２次側負荷回路に対する電流帰路端子、
即ち、接地端子は、１次側の接地端子25から電気的に分
離されている。
周波数制御回路50は、供給電圧V1〜V3を配電電源電圧
及び負荷の変動に伴つて調整する負帰還ループを形成し
ている。出力電圧を調整するために、出力電圧の１つ、
例えば、電圧V1がPNP誤差増幅トランジスタQ1のエミツ
タに、レベルシフトを与える電圧基準ツエナーダイオー
ドZ1を介して直流的に結合されている。また、電圧V1は
分圧抵抗回路網R1〜R4を介してトランジスタQ1のベース
にも結合されている。このベースは分圧器の可調整中間
点に結合されている。
及び負荷の変動に伴つて調整する負帰還ループを形成し
ている。出力電圧を調整するために、出力電圧の１つ、
例えば、電圧V1がPNP誤差増幅トランジスタQ1のエミツ
タに、レベルシフトを与える電圧基準ツエナーダイオー
ドZ1を介して直流的に結合されている。また、電圧V1は
分圧抵抗回路網R1〜R4を介してトランジスタQ1のベース
にも結合されている。このベースは分圧器の可調整中間
点に結合されている。
トランジスタQ1のコレクタはコレクタ負荷抵抗R8を通
して、出力ピン４に結合された負荷抵抗R16の両端間に
帰還電圧Vfを発生するオプトアイソレータ増幅器U3の入
力ピン１に結合されている。増幅器U3としては、米国ニ
ユーヨーク州オーバーンのジエネラル・イレクトリツク
・カムパニ半導体製品部門で製造されているオプトアイ
ソレータCNY51を用いることができる。
して、出力ピン４に結合された負荷抵抗R16の両端間に
帰還電圧Vfを発生するオプトアイソレータ増幅器U3の入
力ピン１に結合されている。増幅器U3としては、米国ニ
ユーヨーク州オーバーンのジエネラル・イレクトリツク
・カムパニ半導体製品部門で製造されているオプトアイ
ソレータCNY51を用いることができる。
帰還電圧Vfは増幅器U1の非反転入力端子に供給され、
増幅器U1の出力に周波数制御電圧Vc1が生成される。増
幅器U1の反転入力端子は抵抗R17を介して接地されてい
る。増幅器U1の線形動作は電圧Vc1を抵抗R18とR19を介
して反転入力端子に帰還させることにより得られる。増
幅器U1の利得はこの帰還抵抗の値によつて決まる。
増幅器U1の出力に周波数制御電圧Vc1が生成される。増
幅器U1の反転入力端子は抵抗R17を介して接地されてい
る。増幅器U1の線形動作は電圧Vc1を抵抗R18とR19を介
して反転入力端子に帰還させることにより得られる。増
幅器U1の利得はこの帰還抵抗の値によつて決まる。
通常の調整動作においては、周波数制御電圧Vc1は抵
抗R20とパススルー（pass−through）ダイオードD4とを
介して発振器41の周波数制御入力ピン４に供給される。
この周波数制御入力ピン４に結合されている抵抗R21の
両端間に現われる周波数制御電圧Vcoは帰還周波数制御
電圧Vc1に従つて変化する。
抗R20とパススルー（pass−through）ダイオードD4とを
介して発振器41の周波数制御入力ピン４に供給される。
この周波数制御入力ピン４に結合されている抵抗R21の
両端間に現われる周波数制御電圧Vcoは帰還周波数制御
電圧Vc1に従つて変化する。
第２図は共振調整器20の動作に付随する典型的な共振
伝達特性曲線を示す。例えば、曲線31は電力変成器T1に
等価抵抗RL＝RL1が負荷として与えられた時の未調整電
圧Vinのある与えられたレベルに対する伝達特性を表わ
している。
伝達特性曲線を示す。例えば、曲線31は電力変成器T1に
等価抵抗RL＝RL1が負荷として与えられた時の未調整電
圧Vinのある与えられたレベルに対する伝達特性を表わ
している。
周波数制御回路50は、曲線31上の動作点P1が、出力供
給電圧V1をその所望レベルに調整する周波数f1にくるよ
うに動作周波数ｆを制御する。伝達特性曲線31の正のス
ロープに動作点P1が位置していることから、周波数制御
回路50は共振周波数fresよりも低い、即ち、左側の周波
数で調整動作を行うように設計されていることが理解で
きる。
給電圧V1をその所望レベルに調整する周波数f1にくるよ
うに動作周波数ｆを制御する。伝達特性曲線31の正のス
ロープに動作点P1が位置していることから、周波数制御
回路50は共振周波数fresよりも低い、即ち、左側の周波
数で調整動作を行うように設計されていることが理解で
きる。
次に、電力変成器T1への負荷が等価負荷抵抗値RL1か
らそれより小さい抵抗値RL2へ増加した場合を考える。
この新しい動作条件に対する共振回路10の共振伝達特性
曲線は第２図の曲線32となる。曲線32についての共振周
波数は曲線31の共振周波数fresに非常に接近している。
しかし、共振回路10への負荷が増加しているために、曲
線32のピークは曲線31のピークよりも低く、共振周波数
のいずれの側のスロープも曲線31の場合よりも緩やかで
ある。
らそれより小さい抵抗値RL2へ増加した場合を考える。
この新しい動作条件に対する共振回路10の共振伝達特性
曲線は第２図の曲線32となる。曲線32についての共振周
波数は曲線31の共振周波数fresに非常に接近している。
しかし、共振回路10への負荷が増加しているために、曲
線32のピークは曲線31のピークよりも低く、共振周波数
のいずれの側のスロープも曲線31の場合よりも緩やかで
ある。
もし、周波数制御回路50がこの負荷の増加に対応でき
ず、かつ、動作周波数がf1に滞るならば、新しい動作点
Ｐ′は曲線32上の点となり、その結果、正弦波入力電圧
V0の振幅が低下し、供給電圧V1〜V3のレベルが低下して
しまう。しかし、周波数制御回路50は、負荷が増加した
場合に供給電圧V1が低下しようとすると、それに応答し
て動作周波数をより高い周波数f2に変える。動作周波数
が高くなると、電圧V1をその正しい調整されたレベルに
復帰させる曲線32上の動作点P2が設定される。
ず、かつ、動作周波数がf1に滞るならば、新しい動作点
Ｐ′は曲線32上の点となり、その結果、正弦波入力電圧
V0の振幅が低下し、供給電圧V1〜V3のレベルが低下して
しまう。しかし、周波数制御回路50は、負荷が増加した
場合に供給電圧V1が低下しようとすると、それに応答し
て動作周波数をより高い周波数f2に変える。動作周波数
が高くなると、電圧V1をその正しい調整されたレベルに
復帰させる曲線32上の動作点P2が設定される。
周波数制御回路50は、例えば、負荷の増大が供給電圧
V1を低下させようとする時に、次のように動作して動作
周波数を上昇させる。供給電圧V1の低下はツエナーダイ
オードZ1を介してトランジスタQ1のエミツタにそのまま
結合され、一方、分圧器R1〜R4を介して比例関係でベー
スに供給されているので、トランジスタの導通度は低下
する。トランジスタQ1の導通度が低下すると、帰還電圧
Vfが低下し、それが増幅器U1によつて増幅されて周波数
制御電圧Vc1の低下を生じさせる。周波数制御電圧Vc1の
低下はダイオードD4を通して送られ（パススルー）、発
振器の周波数制御ピン４における発振器周波数制御電圧
Vcoの低下として現われる。
V1を低下させようとする時に、次のように動作して動作
周波数を上昇させる。供給電圧V1の低下はツエナーダイ
オードZ1を介してトランジスタQ1のエミツタにそのまま
結合され、一方、分圧器R1〜R4を介して比例関係でベー
スに供給されているので、トランジスタの導通度は低下
する。トランジスタQ1の導通度が低下すると、帰還電圧
Vfが低下し、それが増幅器U1によつて増幅されて周波数
制御電圧Vc1の低下を生じさせる。周波数制御電圧Vc1の
低下はダイオードD4を通して送られ（パススルー）、発
振器の周波数制御ピン４における発振器周波数制御電圧
Vcoの低下として現われる。
発振器41としては、米国カリフオルニア州サニーベー
ル（Sunnyvale）のEXARインテグレーテツド・システム
ズ・インコーポレーテツド（EXAR Integrated Systems,
Inc.）製のプリシジヨン・オツシレータ（Precision Os
cillator）XR−2209を用いることができる。発振器41は
周波数制御電圧Vcoの低下に対して、発振器の周波数を
増大させるような応答をするように設計されている。従
つて、供給電圧V1の低下に応答して、共振回路10の動作
周波数は、制御回路50によつて形成される負帰還ループ
の利得に従つて増大する。これにより、第２図の曲線32
上の新しい動作点P2はより高い周波数ｆ＝f2に設定さ
れ、供給電圧は調整されたレベルに復帰する。
ル（Sunnyvale）のEXARインテグレーテツド・システム
ズ・インコーポレーテツド（EXAR Integrated Systems,
Inc.）製のプリシジヨン・オツシレータ（Precision Os
cillator）XR−2209を用いることができる。発振器41は
周波数制御電圧Vcoの低下に対して、発振器の周波数を
増大させるような応答をするように設計されている。従
つて、供給電圧V1の低下に応答して、共振回路10の動作
周波数は、制御回路50によつて形成される負帰還ループ
の利得に従つて増大する。これにより、第２図の曲線32
上の新しい動作点P2はより高い周波数ｆ＝f2に設定さ
れ、供給電圧は調整されたレベルに復帰する。
共振調整器20を、その正常動作周波数範囲がその端で
共振回路10の共振周波数に非常に接近するように設計す
ることが望まれる。このような設計選択を行うと、調整
器は共振伝達特性曲線の比較的急勾配の部分で動作し、
従つて、良好なループ応答性と比較的広い調整範囲が得
られる。
共振回路10の共振周波数に非常に接近するように設計す
ることが望まれる。このような設計選択を行うと、調整
器は共振伝達特性曲線の比較的急勾配の部分で動作し、
従つて、良好なループ応答性と比較的広い調整範囲が得
られる。
しかし、回路の公差のために、ある伝達特性曲線上の
調整器の動作点が共振周波数に接近して、周波数制御回
路50によつて動作点が、例えば、曲線32の負のスロープ
上に位置させられるということが生じる可能性がある。
動作周波数が共振周波数を通り越してしまうようなこと
になると、周波数制御回路は今度は正帰還モードで動作
することになるために、調整機能は完全に失われてしま
う。例えば、制御回路50は供給電圧の低下に応答して動
作周波数を低下させずに、かえつて増大させ、その結
果、供給電圧がさらに低下してしまうことになる場合が
ある。
調整器の動作点が共振周波数に接近して、周波数制御回
路50によつて動作点が、例えば、曲線32の負のスロープ
上に位置させられるということが生じる可能性がある。
動作周波数が共振周波数を通り越してしまうようなこと
になると、周波数制御回路は今度は正帰還モードで動作
することになるために、調整機能は完全に失われてしま
う。例えば、制御回路50は供給電圧の低下に応答して動
作周波数を低下させずに、かえつて増大させ、その結
果、供給電圧がさらに低下してしまうことになる場合が
ある。
この発明の一態様では、共振調整器20は、動作周波数
が共振周波数を通り越してしまわないようにする周波数
制限回路60を備えている。動作周波数が共振周波数に近
いがそれより低い時、キヤパシタCOの両端間の交流電圧
はインダクタLOの両端間の交流電圧よりも大きい。動作
周波数が共振周波数を僅かに超えると、インダクタLOの
両端間の交流電圧がキヤパシタCOの両端間の交流電圧よ
り大きくなる。共振周波数では、キヤパシタCOの両端間
の交流電圧とインダクタLOの両端間の交流電圧は互いに
等しい。周波数制限回路60では、共振回路10の誘導性素
子LOによつて生成される電圧はこの素子（インダクタ）
LOに磁気的に結合されている２次巻線Wsによつて検出さ
れる。
が共振周波数を通り越してしまわないようにする周波数
制限回路60を備えている。動作周波数が共振周波数に近
いがそれより低い時、キヤパシタCOの両端間の交流電圧
はインダクタLOの両端間の交流電圧よりも大きい。動作
周波数が共振周波数を僅かに超えると、インダクタLOの
両端間の交流電圧がキヤパシタCOの両端間の交流電圧よ
り大きくなる。共振周波数では、キヤパシタCOの両端間
の交流電圧とインダクタLOの両端間の交流電圧は互いに
等しい。周波数制限回路60では、共振回路10の誘導性素
子LOによつて生成される電圧はこの素子（インダクタ）
LOに磁気的に結合されている２次巻線Wsによつて検出さ
れる。
周波数制限回路60は共振回路10の容量性素子COの両端
間に生成される電圧V0の振幅も検出する。この容量性電
圧は１次巻線W1と密に結合されている変成器T1の２次巻
線W2によつて検出される。巻線W2の両端間の電圧VCACは
容量性電圧V0を表わす変成電圧である。調整が行われな
ければ、キヤパシタC0の両端間の交流電圧は動作周波数
の増加に伴つて低下する。しかし、電圧VCACの振幅は、
通常の動作条件下では、共振調整器20による調整機能に
よつて変化せずに滞ろうとする。
間に生成される電圧V0の振幅も検出する。この容量性電
圧は１次巻線W1と密に結合されている変成器T1の２次巻
線W2によつて検出される。巻線W2の両端間の電圧VCACは
容量性電圧V0を表わす変成電圧である。調整が行われな
ければ、キヤパシタC0の両端間の交流電圧は動作周波数
の増加に伴つて低下する。しかし、電圧VCACの振幅は、
通常の動作条件下では、共振調整器20による調整機能に
よつて変化せずに滞ろうとする。
容量性電圧VCACは抵抗R5とキヤパシタC5によつて低域
濾波され、ダイオードD1によつて整流されてキヤパシタ
C8を充電する。これによつて、電圧VCACの振幅に応じた
大きさの正の直流センス電圧＋VCが生成される。誘導性
電圧VLACは抵抗R6とキヤパシタC6によつて低域濾波さ
れ、ダイオードD2によつて整流されてキヤパシタC9を充
電し、これにより、電圧VLACの振幅に応じた大きさを持
つ負の直流センス電圧−VLが生成される。
濾波され、ダイオードD1によつて整流されてキヤパシタ
C8を充電する。これによつて、電圧VCACの振幅に応じた
大きさの正の直流センス電圧＋VCが生成される。誘導性
電圧VLACは抵抗R6とキヤパシタC6によつて低域濾波さ
れ、ダイオードD2によつて整流されてキヤパシタC9を充
電し、これにより、電圧VLACの振幅に応じた大きさを持
つ負の直流センス電圧−VLが生成される。
容量性センス電圧＋VCと誘導性センス電圧−VLは各抵
抗R9とR10とを介して代数的に加算され、加算接続端子3
4に結合された抵抗R11の両端間に差電圧Vdifが生成され
る。従つて、電圧Vdifは容量性センス電圧と誘導性セン
ス電圧の大きさの差に関係している。即ち、Vdif∝（VC
−VL）である。
抗R9とR10とを介して代数的に加算され、加算接続端子3
4に結合された抵抗R11の両端間に差電圧Vdifが生成され
る。従つて、電圧Vdifは容量性センス電圧と誘導性セン
ス電圧の大きさの差に関係している。即ち、Vdif∝（VC
−VL）である。
電圧Vdifは非反転入力端子が接地されている増幅器U2
の反転入力端子に供給される。増幅器U2の出力は抵抗R1
5とダイオードD3とを介して発振器41の周波数制御ピン
４に結合されている。増幅器U2に対する負帰還が出力端
子と反転入力端子間に直列に接続された抵抗R13とR14に
よつて与えられている。各増幅器U1とU2として、米国ニ
ユージヤージ州サマービルのアールシーエー・コーポレ
ーシヨンのソリツド・ステート・デイビジヨン製のCA31
40を用いることができる。
の反転入力端子に供給される。増幅器U2の出力は抵抗R1
5とダイオードD3とを介して発振器41の周波数制御ピン
４に結合されている。増幅器U2に対する負帰還が出力端
子と反転入力端子間に直列に接続された抵抗R13とR14に
よつて与えられている。各増幅器U1とU2として、米国ニ
ユージヤージ州サマービルのアールシーエー・コーポレ
ーシヨンのソリツド・ステート・デイビジヨン製のCA31
40を用いることができる。
インダクタLOとキヤパシタCOの各両端間交流電圧が互
いに等しい時は、共振回路10はその共振周波数で動作し
ている。この発明は、インダクタLOとキヤパシタCOの各
両端間電圧相互間の所定の最小差に応答して、動作周波
数の増加を制限することにより、動作周波数を共振周波
数より所定の量だけ低い周波数に制限するための構成を
提供するものである。上記の電圧差はその所定最小値よ
り下には低下しないので、共振回路10の共振周波数に達
することはない。
いに等しい時は、共振回路10はその共振周波数で動作し
ている。この発明は、インダクタLOとキヤパシタCOの各
両端間電圧相互間の所定の最小差に応答して、動作周波
数の増加を制限することにより、動作周波数を共振周波
数より所定の量だけ低い周波数に制限するための構成を
提供するものである。上記の電圧差はその所定最小値よ
り下には低下しないので、共振回路10の共振周波数に達
することはない。
巻線W2とWsの巻回数を適切に選択することにより、誘
導性センス電圧VLの大きさを、共振周波数より低い正常
動作周波数範囲内で、容量性センス電圧VCの大きさより
も小さく維持する。こうすれば、差電圧Vdifは正の値と
なる。
導性センス電圧VLの大きさを、共振周波数より低い正常
動作周波数範囲内で、容量性センス電圧VCの大きさより
も小さく維持する。こうすれば、差電圧Vdifは正の値と
なる。
正の電圧Vdifが増幅器U2の反転入力端子に加えられる
と、増幅器U2がカツトオフとなる。周波数制御ピン４の
電圧は共振調整器20の正常動作中は正であるから、ダイ
オードD3は逆バイアスされて、増幅器U2の出力の電圧が
ピン４に伝送されて周波数制御回路50により形成された
負帰還ループの正常動作に影響を及ぼすことがないよう
にする。
と、増幅器U2がカツトオフとなる。周波数制御ピン４の
電圧は共振調整器20の正常動作中は正であるから、ダイ
オードD3は逆バイアスされて、増幅器U2の出力の電圧が
ピン４に伝送されて周波数制御回路50により形成された
負帰還ループの正常動作に影響を及ぼすことがないよう
にする。
共振調整器20の動作周波数が増大して動作点を、例え
ば、第２図の特性曲線32上の共振周波数の方向に移動さ
せるに従つて、周波数fm2において動作点Pm2に達する。
この周波数fm2では、誘導性センス電圧−VLの大きさは
電圧Vdifの極性を反転させるに充分な大きさに増加して
おり、その結果、電圧Vdifは負の値となる。増幅器U2の
出力に発生する制御電圧Vc2は正の値の電圧となる。
ば、第２図の特性曲線32上の共振周波数の方向に移動さ
せるに従つて、周波数fm2において動作点Pm2に達する。
この周波数fm2では、誘導性センス電圧−VLの大きさは
電圧Vdifの極性を反転させるに充分な大きさに増加して
おり、その結果、電圧Vdifは負の値となる。増幅器U2の
出力に発生する制御電圧Vc2は正の値の電圧となる。
増幅器U2の帰還抵抗は増幅器U1の帰還抵抗よりかなり
大きく、例えば、10倍またはそれ以上とされている。従
つて、増幅器U2の電圧利得は増幅器U1の電圧利得よりも
かなり大きい。
大きく、例えば、10倍またはそれ以上とされている。従
つて、増幅器U2の電圧利得は増幅器U1の電圧利得よりも
かなり大きい。
電圧Vdifが周波数fm2で負になると、周波数がそれ以
上僅かでも上昇ると、正の制御電圧Vc2に比較的大きな
増加を生じさせる。すると、ダイオードD3が順バイアス
され、電圧Vc2を発振器41の周波数制御ピン４に供給さ
れるように通過させる。ダイオードD4は逆バイアスさ
れ、電圧Vc1が周波数制御ピン４に結合されることを阻
止する。これにより、発振器周波数制御電圧Vcoは完全
に制御電圧Vc2によつて制御されることになる。する
と、周波数制御回路50により与えられる負帰還ループが
非動作状態とされ、増幅器U1に比して増幅器U2の利得が
大きいことにより、動作周波数をそれ以上上昇させよう
とする動きは全て働かなくなる。さらに、周波数制御回
路50が動作周波数を上昇させるためには、周波数制御電
圧Vc1を低下させねばならない。そうすると、ダイオー
ドD4の両端間にかかる逆バイアス電位がますます増大し
てしまう。このようにして、周波数制限回路60は共振調
整器の動作周波数が周波数fm2を超えて上昇することを
防止する。
上僅かでも上昇ると、正の制御電圧Vc2に比較的大きな
増加を生じさせる。すると、ダイオードD3が順バイアス
され、電圧Vc2を発振器41の周波数制御ピン４に供給さ
れるように通過させる。ダイオードD4は逆バイアスさ
れ、電圧Vc1が周波数制御ピン４に結合されることを阻
止する。これにより、発振器周波数制御電圧Vcoは完全
に制御電圧Vc2によつて制御されることになる。する
と、周波数制御回路50により与えられる負帰還ループが
非動作状態とされ、増幅器U1に比して増幅器U2の利得が
大きいことにより、動作周波数をそれ以上上昇させよう
とする動きは全て働かなくなる。さらに、周波数制御回
路50が動作周波数を上昇させるためには、周波数制御電
圧Vc1を低下させねばならない。そうすると、ダイオー
ドD4の両端間にかかる逆バイアス電位がますます増大し
てしまう。このようにして、周波数制限回路60は共振調
整器の動作周波数が周波数fm2を超えて上昇することを
防止する。
共振周波数自体は、構成素子の公差、温度及び経年変
化のために変動することがあつても、周波数制限回路60
は動作の周波数の上限を共振周波数より低い所定の設計
保護領域に自動的に保持するように働く。共振回路10の
誘導性素子LOと容量性素子COのそれぞれの両端間の交流
電圧の相対的な大きさは、共振周波数の近くにおいて
は、相互に逆の関係で追随する。動作周波数がどの程度
まで共振周波数に近づいているかを示す電圧Vdifは誘導
性電圧と容量性電圧の大きさの差に関係している。電圧
Vdifは、伝達特性曲線上の共振周波数の各側に関係する
領域では単調関数であつて、周波数が共振周波数に近づ
くと、電圧Vdifの極性が反転する。
化のために変動することがあつても、周波数制限回路60
は動作の周波数の上限を共振周波数より低い所定の設計
保護領域に自動的に保持するように働く。共振回路10の
誘導性素子LOと容量性素子COのそれぞれの両端間の交流
電圧の相対的な大きさは、共振周波数の近くにおいて
は、相互に逆の関係で追随する。動作周波数がどの程度
まで共振周波数に近づいているかを示す電圧Vdifは誘導
性電圧と容量性電圧の大きさの差に関係している。電圧
Vdifは、伝達特性曲線上の共振周波数の各側に関係する
領域では単調関数であつて、周波数が共振周波数に近づ
くと、電圧Vdifの極性が反転する。
極性の反転が共振周波数への到達前に起きるように設
計すれば、周波数制限回路60の付勢を、共振周波数その
ものを変化させてしまうような素子の公差、温度変化、
経年変化に比較的左右されない量だけ共振周波数より下
の周波数で行わせることができる。従つて、公差、温
度、素子の経年変化の影響で、第２図の曲線32′のよう
な異なる共振周波数ｆ′resを持つ異なる共振伝達特性
曲線となつても、周波数制限回路60は依然として制限動
作を行うことができる。上限周波数ｆ′m2では、調整器
の動作点と周波数は共振周波数のすぐ下、例えば、点
Ｐ′m2に移動するであろう。さらに、電圧Vdifは共振周
波数を通る単調関数であるので、負帰還動作から正帰還
動作への反転を経験することなく動作周波数を制限する
ことができる。
計すれば、周波数制限回路60の付勢を、共振周波数その
ものを変化させてしまうような素子の公差、温度変化、
経年変化に比較的左右されない量だけ共振周波数より下
の周波数で行わせることができる。従つて、公差、温
度、素子の経年変化の影響で、第２図の曲線32′のよう
な異なる共振周波数ｆ′resを持つ異なる共振伝達特性
曲線となつても、周波数制限回路60は依然として制限動
作を行うことができる。上限周波数ｆ′m2では、調整器
の動作点と周波数は共振周波数のすぐ下、例えば、点
Ｐ′m2に移動するであろう。さらに、電圧Vdifは共振周
波数を通る単調関数であるので、負帰還動作から正帰還
動作への反転を経験することなく動作周波数を制限する
ことができる。
周波数制限回路60は短絡負荷状態においても周波数制
限を有するという利点がある。電力変成器T1で短絡が生
じると、入力電圧V0と容量性センス電圧＋VCはなくなる
か、あるいは、振幅が大幅に減少し、一方、誘導性セン
ス電圧−VLの振幅は実質的に増加する。すると、差電圧
Vdifは負となつて制御電圧Vcoを比較的大きな値にし、
それによつて、動作周波数は共振周波数以下になる。
限を有するという利点がある。電力変成器T1で短絡が生
じると、入力電圧V0と容量性センス電圧＋VCはなくなる
か、あるいは、振幅が大幅に減少し、一方、誘導性セン
ス電圧−VLの振幅は実質的に増加する。すると、差電圧
Vdifは負となつて制御電圧Vcoを比較的大きな値にし、
それによつて、動作周波数は共振周波数以下になる。
漏洩を無視し得るものとして、インダクタLOと変成器
T1に関して次のような値を採用することができる。但
し、これは例示にすぎない。インダクタLOのインダクタ
ンスは440μＨ。Wsの巻回数対LOの巻回数の比は、7:6
7。変成器T1はキヤパシタCOの両端間に800μＨの実効イ
ンダクタンスを呈し、W2の巻回数対W1の巻回数の比は5:
49である。
T1に関して次のような値を採用することができる。但
し、これは例示にすぎない。インダクタLOのインダクタ
ンスは440μＨ。Wsの巻回数対LOの巻回数の比は、7:6
7。変成器T1はキヤパシタCOの両端間に800μＨの実効イ
ンダクタンスを呈し、W2の巻回数対W1の巻回数の比は5:
49である。
正規の構成要素の値に対する動作周波数の一例は次の
通りである。交流270V（RMS）の高い交流配電電圧で、
等価負荷が100Wの時の動作周波数は56.4KHz、交流180V
（RMS）の低い交流配電電圧で、等価負荷が100Wの時の
動作周波数は67KHzである。共振周波数は約77KHzで上限
周波数は約75.5KHzである。
通りである。交流270V（RMS）の高い交流配電電圧で、
等価負荷が100Wの時の動作周波数は56.4KHz、交流180V
（RMS）の低い交流配電電圧で、等価負荷が100Wの時の
動作周波数は67KHzである。共振周波数は約77KHzで上限
周波数は約75.5KHzである。
第１図はこの発明による共振調整器型電源を示す図、第
２図は第１図の回路の動作に関係する共振伝達特性曲線
を示す図である。 S1、S2……交番入力電圧源、10……共振回路、LO……誘
導性素子、CO……容量性素子、27……出力供給電圧発生
手段、50……制御回路、U1……第１の増幅器、60……周
波数制限回路、U2……第２の増幅器、D3、D4……スイツ
チング構成。
２図は第１図の回路の動作に関係する共振伝達特性曲線
を示す図である。 S1、S2……交番入力電圧源、10……共振回路、LO……誘
導性素子、CO……容量性素子、27……出力供給電圧発生
手段、50……制御回路、U1……第１の増幅器、60……周
波数制限回路、U2……第２の増幅器、D3、D4……スイツ
チング構成。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−258671（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−139267（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−35679（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−160375（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−96784（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】動作周波数が制御可能な交番入力電圧の電
圧源と、 この電圧源に結合され、これによつて励起される、ある
共振周波数を有し、誘導性素子と容量性素子とを含む共
振回路と、 この共振回路に結合された出力供給電圧を発生する手段
と、 上記電圧源に結合されており、上記出力供給電圧に応答
して、上記出力供給電圧を調整するために負帰還ループ
において上記動作周波数を変化させる制御回路であつ
て、上記出力供給電圧を現わす負帰還電圧を増幅するた
めの第１の増幅器を含むものと、 上記共振回路に結合されており、上記動作周波数が上記
共振周波数を通過しないようにする周波数制限回路であ
つて、上記共振回路に結合されていて第１と第２の交流
信号を発生する手段と、この第１と第２の交流信号に応
答して上記動作周波数の上記共振周波数への近さを表す
周波数センス電圧を発生する手段とを含む周波数制限回
路と、 を含む共振調整器型電源。 - 【請求項２】動作周波数が制御可能な交番入力電圧の電
圧源と、 この電圧源に結合され、これによつて励起される、ある
共振周波数を有し、誘導性素子と容量性素子とを含む共
振回路と、 この共振回路に結合された出力供給電圧を発生する手段
と、 上記電圧源に結合されており、上記出力供給電圧に応答
して、上記出力供給電圧を調整するために負帰還ループ
中で上記動作周波数を変化させる制御回路であつて、上
記出力供給電圧を表わす負帰還電圧を増幅するための第
１の増幅器を含むものと、 上記共振回路に結合されており、上記動作周波数が上記
共振周波数を通過しないようにする周波数制限回路と、 上記動作周波数の上記共振周波数への近さを示す周波数
センス電圧を増幅するための第２の増幅器と、 上記第１と第２の増幅器に結合されており、上記動作周
波数が上記共振周波数の一方の側にある第１の周波数範
囲内にある時に上記交番入力電圧の電圧源が上記周波数
センス電圧に応答しないようにし、また、上記動作周波
数が上記共振周波数の所定限界内にある時に上記交番入
力電圧の電圧源が上記負帰還電圧に応答しないようにす
るスイツチング構成と、 を含む共振調整器型電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/946,867 US4729085A (en) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | Frequency limited resonant regulator useful in, for example, a half-bridge inverter |
| US946867 | 1986-12-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH027116A JPH027116A (ja) | 1990-01-11 |
| JPH084384B2 true JPH084384B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=25485087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62336697A Expired - Fee Related JPH084384B2 (ja) | 1986-12-29 | 1987-12-28 | 共振調整器型電源 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4729085A (ja) |
| EP (2) | EP0452981B1 (ja) |
| JP (1) | JPH084384B2 (ja) |
| KR (1) | KR960005611B1 (ja) |
| AT (2) | ATE126946T1 (ja) |
| DE (2) | DE3751480T2 (ja) |
| ES (2) | ES2076415T3 (ja) |
| FI (1) | FI96728C (ja) |
| HK (2) | HK40097A (ja) |
| SG (1) | SG27295G (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8702299D0 (en) * | 1987-02-02 | 1987-03-11 | British Telecomm | Power supply |
| US4833584A (en) * | 1987-10-16 | 1989-05-23 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Quasi-resonant current mode static power conversion method and apparatus |
| US4872100A (en) * | 1988-10-12 | 1989-10-03 | Zenith Electronics Corporation | High voltage DC to AC converter |
| CA2019525C (en) * | 1989-06-23 | 1995-07-11 | Takuya Ishii | Switching power supply device |
| EP0609875B1 (de) * | 1993-02-05 | 1996-04-24 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Begrenzen der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators in einer Steuerschaltung eines Resonanzwandler-Schaltnetzteils und Steuerschaltung für ein Resonanzwandler-Schaltnetzteil |
| JP2001218466A (ja) * | 2000-02-03 | 2001-08-10 | Sony Corp | 高電圧安定化回路 |
| DE10128687A1 (de) * | 2001-06-13 | 2002-12-19 | Philips Corp Intellectual Pty | Spannungswandler |
| US6535399B2 (en) * | 2001-08-14 | 2003-03-18 | Bose Corporation | Tracking power supply controlling |
| JP2004301554A (ja) | 2003-03-28 | 2004-10-28 | Canon Inc | 電位測定装置及び画像形成装置 |
| EP2083509A4 (en) * | 2006-05-10 | 2011-06-15 | Masatoshi Imori | FEEDBACK FOR STABILIZING THE EQUIVALENT VOLTAGE GENERATED BY A RESONANCE CIRCUIT |
| JP5412651B2 (ja) * | 2006-05-10 | 2014-02-12 | 正敏 井森 | 共振回路から生成される直流電圧を安定化する帰還回路の構成法 |
| FR2907614B1 (fr) * | 2006-10-19 | 2008-12-26 | Renault Sas | Procede de reglage d'une alimentation electrique a decoupage |
| JP5282197B2 (ja) * | 2007-09-01 | 2013-09-04 | 正敏 井森 | 共振の周波数依存性を利用して直流電圧を安定化する電源における搬送波の振幅の制御 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3699424A (en) * | 1971-07-06 | 1972-10-17 | Bell Telephone Labor Inc | Overvoltage protection of dc to dc converters using ferroresonance |
| US3739255A (en) * | 1971-12-16 | 1973-06-12 | D Leppert | High frequency ferroresonant transformer |
| US3894280A (en) * | 1974-04-02 | 1975-07-08 | Western Electric Co | Frequency limited ferroresonant power converter |
| IT1118548B (it) * | 1979-04-04 | 1986-03-03 | Wabco Westinghouse Spa | Convertitore statico autorisonante a regolazione estesa |
| DE2943269A1 (de) * | 1979-10-26 | 1981-05-07 | Brown, Boveri & Cie Ag, 6800 Mannheim | Steuerverfahren und schaltungsanordnung fuer einen schwingkreisumrichter |
| US4301398A (en) * | 1980-05-29 | 1981-11-17 | Exide Electronics Corporation | Method and apparatus for controlling a resonant power module |
| US4460949A (en) * | 1982-09-30 | 1984-07-17 | General Electric Company | High frequency parallel resonant dc-dc converter |
| US4477868A (en) * | 1982-09-30 | 1984-10-16 | General Electric Company | High frequency series resonant dc-dc converter |
| US4504895A (en) * | 1982-11-03 | 1985-03-12 | General Electric Company | Regulated dc-dc converter using a resonating transformer |
| US4631652A (en) * | 1984-11-30 | 1986-12-23 | Rca Corporation | Frequency controlled resonant regulator |
| US4672528A (en) * | 1986-05-27 | 1987-06-09 | General Electric Company | Resonant inverter with improved control |
| US4670832A (en) * | 1986-06-12 | 1987-06-02 | General Electric Company | Resonant inverter having improved control at enablement |
-
1986
- 1986-12-29 US US06/946,867 patent/US4729085A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-12-22 FI FI875664A patent/FI96728C/fi not_active IP Right Cessation
- 1987-12-23 DE DE3751480T patent/DE3751480T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-23 EP EP91110240A patent/EP0452981B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 AT AT91110240T patent/ATE126946T1/de not_active IP Right Cessation
- 1987-12-23 ES ES91110240T patent/ES2076415T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 ES ES198787311352T patent/ES2030745T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 AT AT87311352T patent/ATE75332T1/de not_active IP Right Cessation
- 1987-12-23 EP EP87311352A patent/EP0275698B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-23 DE DE8787311352T patent/DE3778524D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-28 JP JP62336697A patent/JPH084384B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-28 KR KR1019870015050A patent/KR960005611B1/ko not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-02-17 SG SG27295A patent/SG27295G/en unknown
-
1997
- 1997-04-03 HK HK40097A patent/HK40097A/en not_active IP Right Cessation
- 1997-04-03 HK HK39897A patent/HK39897A/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE75332T1 (de) | 1992-05-15 |
| FI96728B (fi) | 1996-04-30 |
| DE3751480D1 (de) | 1995-09-28 |
| EP0275698A1 (en) | 1988-07-27 |
| ATE126946T1 (de) | 1995-09-15 |
| FI875664A0 (fi) | 1987-12-22 |
| SG27295G (en) | 1995-08-18 |
| HK39897A (en) | 1997-04-11 |
| ES2030745T3 (es) | 1992-11-16 |
| US4729085A (en) | 1988-03-01 |
| EP0275698B1 (en) | 1992-04-22 |
| EP0452981B1 (en) | 1995-08-23 |
| JPH027116A (ja) | 1990-01-11 |
| ES2076415T3 (es) | 1995-11-01 |
| FI875664A7 (fi) | 1988-06-30 |
| DE3751480T2 (de) | 1996-04-11 |
| EP0452981A3 (en) | 1991-12-27 |
| FI96728C (fi) | 1996-08-12 |
| EP0452981A2 (en) | 1991-10-23 |
| KR960005611B1 (ko) | 1996-04-26 |
| HK40097A (en) | 1997-04-11 |
| KR880008525A (ko) | 1988-08-31 |
| DE3778524D1 (de) | 1992-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5841643A (en) | Method and apparatus for isolated flyback regulator control and load compensation | |
| US4811187A (en) | DC-DC converter with saturable reactor reset circuit | |
| US6396716B1 (en) | Apparatus for improving stability and dynamic response of half-bridge converter | |
| EP0415244B1 (en) | Adaptive compensating ramp generator for current-mode DC/DC converters | |
| KR101584169B1 (ko) | 스위칭 조정기 및 이를 이용한 전압을 조정하는 방법 | |
| US5177676A (en) | Voltage source with enhanced source impedance control | |
| US4439821A (en) | DC to DC switching regulator with temperature compensated isolated feedback circuitry | |
| JPH084384B2 (ja) | 共振調整器型電源 | |
| US4791546A (en) | Voltage regulator circuit | |
| US4930063A (en) | Variable resonance regulator for power supply | |
| US4731720A (en) | High-voltage power source apparatus | |
| JPH0767334A (ja) | プッシュプル共振型スイッチング電源回路 | |
| EP0083216A2 (en) | Stabilizing power supply apparatus | |
| EP0227042B1 (en) | High voltage source providing continuously regulated output voltage, preferably for supplying low-power ion and electron beam machining and evaporating apparatuses | |
| US4644254A (en) | Switch controller having a regulating path and an auxiliary regulating path parallel thereto | |
| US4639659A (en) | DC-DC converter | |
| US3295043A (en) | D. c. to d. c. regulated converter | |
| JPS6315831B2 (ja) | ||
| JPH0866024A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ制御回路 | |
| JPH0119590Y2 (ja) | ||
| JPH06233532A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH08149851A (ja) | 圧電トランス駆動装置 | |
| JPH06284746A (ja) | Ａｃ波形発生装置 | |
| JPH02108373A (ja) | フライバックトランス装置 | |
| JPH0379952B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |