JPH0379952B2

JPH0379952B2 -

Info

Publication number: JPH0379952B2
Application number: JP56119882A
Authority: JP
Inventors: Masafumi Nakamura
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1981-07-29
Filing date: 1981-07-29
Publication date: 1991-12-20
Also published as: JPS5822583A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は電子複写機用電源などに用いられるイ
ンバータ式多出力電源に関するものである。

従来の技術従来のインバータ式多出力電源としては第１図
に示すように構成されていた。すなわち、入力端
子１，１′に２つのインバータ２，３を並列に接
続し、このインバータ２，３にそれぞれトランス
４，５を接続し、一方のトランス４の出力側に整
流回路６を接続してDC出力を得、他方のトラン
ス５の出力側からはAC出力を得るように構成さ
れていた。

この構成でDC出力を得ながらAC出力をオン・
オフさせたいときにはインバータ３をオン・オフ
することにより目的を達成することができる。

しかし、上述のように２個のインバータ２，
３、２個のトランス４，５を必要としコスト面で
は著しく不利になるものであつた。

このようなことから、第２図に示すように入力
端子７，７′に１個のインバータ８を接続し、こ
のインバータ８に１個のトランス９を接続し、こ
のトランス９の１つの出力巻線９ａには整流回路
１０を接続してDC出力を得るようにし、トラン
ス９の他の出力巻線９ｂにリードリレー１１を接
続してAC出力を得るように構成したものが開発
されている。

上記リードリレー１１の代りに双方向性三端子
サイリスタを用いても同じ目的が達成できる。

発明が解決しようとする課題しかしながら、リードリレー１１を使用した場
合、頻繁なオン・オフはできず信頼性に欠け、リ
ードリレー１１自体高価でコスト面で不利とな
る。

また、双方向性三端子サイリスタを用いると、
AC出力が高圧出力の場合使用することができな
くなつてしまうといつた問題があつた。

本発明は以上のような従来の欠点を除去するも
のであり、簡単な構成で高圧出力にも耐え、しか
も信頼性に富み、コスト面でも有利なインバータ
式多出力電源を提供しようとするものである。

課題を解決するための手段上記課題を解決するために本発明は、一次側磁
気回路に巻回された少なくとも第一の巻線、第二
の巻線を有し二次側磁気回路に巻回された少なく
とも第三の巻線を有するリーケージトランスと、
上記第三の巻線の共振コンデンサによる並列共振
回路と、直流入力と上記第一の巻線に直列に接続
されたスイツチング素子と、上記並列共振回路の
共振周波数に一致する一定周波数で制御可能なデ
イユーテイサイクルのパルスを上記スイツチング
素子の入力信号として与えるパルス発生回路と、
上記パルスのデイユーテイサイクルが最小デイユ
ーテイサイクル以上で上記並列共振回路の共振開
始デイユーテイサイクル以下の範囲に設定された
第一のモードと上記共振開始デイユーテイサイク
ル以上で動作する第二のモードのデイユーテイサ
イクルを切換える切換え回路と、上記第二の巻線
に整流回路を接続して直流の第一の出力を得ると
ともに上記第三の巻線から第二の出力を得るよう
に構成したものである。

作用上記構成とすることにより動作の安定した安価
なかつ構成の簡単なものとすることができる。

実施例以下、本発明の実施例を図面第３図〜第９図に
より説明する。

まず、第３図において、１２，１２′は入力端
子で、この入力端子１２はリーケージトランス１
３の第一の巻線すなわち一次巻線N₁の中間タツ
プに接続され、この一次巻線N₁の両端はスイツ
チング素子として使用されるスイツチングトラン
ジスタ１４，１４′のコレクタに接続され、この
スイツチングトランジスタ１４，１４′のエミツ
タはアースされ、スイツチングトランジスタ１
４，１４′のベースにはパルス発生回路１５が接
続されている。このスイツチングトランジスタ１
４，１４′とパルス発生回路１５でインバータを
構成している。

尚、入力端子１２と入力端子１２′（接地レベ
ル）間には直流入力が印加される。

また、リーケージトランス１３の第二の巻線す
なわち一次側の別巻線N₂にはダイオードとコン
デンサからなる整流回路１６が接続されてDC出
力を得るように構成され、第三の巻線すなわち二
次巻線N₃には共振コンデンサ１７が接続されて
AC出力を得る構成となつている。

尚、二次巻線N₃のうち端子N₃₁，N₃₂間は共振
コンデンサ１７が接線され、並列共振回路を構成
する共振巻線であり、端子N₃₁，N₃₃間は第二の
出力（AC出力）を得るための第三の巻線（二次
巻線N₃）である。

本実施例では共振巻線と第三の巻線が一部
（N₃₁〜N₃₂）共有する形となつているが、この両
者がN₃₁〜N₃₂間を全て共有しても、又、全く別
個の巻線を使用してもかまわない。

なお、共振コンデンサ１７を二次巻線N₃に接
続することによりリーケージトランス１３は鉄共
振トランスを構成する。

第９図はリーケージトランスの断面図でありそ
の詳細を説明するものである。

４０は主磁気回路を構成する鉄心であり、４１
は一次側と二次側の間に設けられたシヤントパス
鉄心であり、一次、二次側の間に洩れ磁束を発生
させ、一次、二次間を疎結合にするものである。

そして、シヤントパス鉄心を境にして一次側磁
気回路には第１の巻線N₁、第２の巻線N₂が、二
次側磁気回路には第３の巻線N₃が巻回されてい
る。又、４２は巻線を巻くためのボビンである。

上記構成で、第５図ａ，ｂはスイツチングトラ
ンジスタ１４，１４′のオン・オフのタイミング
チヤートであり、高レベルをオン、低レベルをオ
フとする。第５図ａはスイツチングトランジスタ
１４の動作を示し、第５図ｂはスイツチングトラ
ンジスタ１４′の動作を示している。この場合、
デイユーテイサイクルδは、 δ＝T_ON／Ｔと仮定する。

第３図においてデイユーテイサイクルδを変化
させた場合、AC出力の電圧は第４図のような変
化をする。第４図においてＣはリーケージトラン
ス１３がリーケージタイプでなく共振コンデンサ
１７も接続されていない一般のトランスの場合
で、デイユーテイサイクルδとAC出力電圧の関
係は正比例になる。リーケージトランス１３を鉄
共振タイプとし、しかも鉄共振トランスの共振周
波数すなわちリーケージトランス１３の２次側磁
気回路に巻回された共振巻線N₃₁〜N₃₂間のイン
ダクタンスと共振コンデンサ１７で決定される共
振周波数とインバータの発振周波数を同じ値にす
ると、デイユーテイサイクルδ−AC出力電圧の
カーブはａのようになる。デイユーテイサイクル
δが小さい状態では共振周期に対して十分なスイ
ツチングトランジスタ１４，１４′のオン時間が
得られないため、鉄共振トランスは共振せず、
AC出力にはほとんど電圧が現われない。しかし
共振開始デイユーテイサイクルδ_sを越えると、出
力電圧が上昇し始め（一般に鉄共振トランスでは
入力電圧を上昇させていくとある点を境に、それ
以下の入力電圧の領域では出力電圧はほとんど発
生せず、それ以上の入力電圧の領域では入力電圧
に応じて出力電圧が急激に上昇する。その境界を
共振開始点と言う）、デイユーテイサイクルがδ_s
〜40％程度の範囲ではデイユーテイサイクルに対
して出力はほぼ一次関数的に上昇する。そして、
デイユーテイサイクルが40％〜50％になると印加
されるパルスのオン時間T_ONが鉄共振トランスの
共振周波数の半周期とほぼ一致し、完全な共振状
態となるので、それ以上デイユーテイサイクルδ
を大きくしてもそれほどAC出力電圧は増大しな
くなる。

このように共振開始デイユーテイサイクル以下
にすることにより、AC出力の電圧が非常に小さ
な領域を実現させることができる。

第４図のｂは鉄共振トランスの共振周波数とイ
ンバータの発振周波数が少しずれているときのカ
ーブである。この場合も同様にAC出力の電圧が
非常に小さな領域を実現させることは可能であ
る。しかし、共振開始デイユーテイサイクルδ_s′
は上記δ_sに比べて低くなるのでそのデイユーテイ
サイクルの範囲は必然的に小さくなる。

一方、リーケージトランス１３の一次側磁気回
路に巻回された第二の巻線N₂は、疎結合となつ
ている２次側磁気回路の共振の影響を受けないの
で、スイツチングトランジスタ１４，１４′でパ
ルスドライブされる第一の巻線N₁、DC出力を得
るための第二の巻線N₂の電圧は方形波となる。
DC出力は、方形波出力を整流回路１６にて整流
しているのでスイツチングトランジスタ１４，１
４′のオン時間およびデイユーテイサイクルδに
無関係に一定となる。すなわち、DC出力は整流
回路１６のコンデンサの端子電圧を出力としてお
り、このコンデンサにはダイオードの順方向降下
電圧を無視すれば第二の巻線N₂に発生したピー
ク電圧が充電されることになり、したがつてデイ
ユーテイサイクルδが変化してもピーク電圧は変
化しないでDC出力はデイユーテイサイクルに関
係なく一定となる。ただし、ある限度以上に小さ
くなると（δ＝０〜δ₀）第６図に示すようにDC
出力電圧は急激に低下する。

DC出力電圧が急激に低下するのは、スイツチ
ングトランジスタ１４，１４′はある程度の蓄積
時間によるターンオフの遅れが存在するため、あ
るパルス幅以下のオン時間にすることが不可能で
あり、それ以下のパルス幅にしようとするとデイ
ユーテイサイクルが０となつてしまう。この最小
限度のパルス幅で決定されるデイユーテイサイク
ルδ₀を最小デイユーテイサイクルと呼ぶことにす
る。

以上のような鉄共振トランスとスイツチングト
ランジスタのデイユーテイサイクルδの性質を利
用して、デイユーテイサイクルδを最小デイユー
テイサイクルδ₀〜共振開始デイユーテイサイクル
δ_sに設定することにより、DC出力は通常とほと
んど変わらない出力電圧を維持した状態でAC出
力には出力電圧を非常に低下させたモードを作る
ことができる。そして、この共振開始デイユーテ
イサイクルδ_sは共振回路のＱ、鉄共振トランスの
共振周波数とスイツチングトランジスタのオン・
オフ周波数の比によつてある程度設定可能であ
る。

第７図は上述のような本発明のインバータ式多
出力電源を電子複写機用電源に使用した例の回路
図を示している。入力端子の一方１２はリーケー
ジトランス１３の一次巻線N₁の中間タツプに接
続され、この一次巻線N₁の両端はスイツチング
トランジスタ１４，１４′のコレクタに接続され、
このスイツチングトランジスタ１４，１４′のエ
ミツタはアースされ、ベースにはステアリング回
路１８が接続され、このステアリング回路１８に
はパルス幅変調器１９が接続され、このパルス幅
変調器１９には一定の周波数の信号を作り出すパ
ルス発生回路１５が接続されている。上記ステア
リング回路１８はパルス幅変調器１９の出力の１
相信号を第５図ａ，ｂに示すような２相信号に変
換する働きをする。

上記リーケージトランス１３の一次側磁気回路
の別巻線N₂の一端には整流用ダイオード２０、
整流用のフイルタコンデンサ２１、抵抗２２、定
電圧素子２３の回路が接続され、その端部には
DC出力１を得るようになつている。また、抵抗
２２、定電圧素子２３により簡単なレギユレータ
を構成している。

第７図のDC出力１を得る方法は少し変則であ
り、普通は第８図のように、一次側磁気回路の別
巻線N₂は一次巻線N₁と完全に分離され、別巻線
N₂の両端をダイオード２０、フイルタコンデン
サ２１により整流させることにより得られる。し
かし、第７図の回路においては、特にDC出力１
と接地間を絶縁する、すなわちフローテイングす
る必要がないので、一次側磁気回路に巻回される
巻線（N₁、N₂）の接続リード線を少しでも省略
させる（この場合一本省略）ためにこのような変
則的な接続としている。

さらに、第９図に示すリーケージトランスの二
次側磁気回路には電圧検出用巻線N₄が設けられ、
そして、第７図に示すようにこの電圧検出用巻線
N₄にはダイオードブリツジ回路２４、コンデン
サ２５が接続されて検出電圧をDCに変換し、可
変抵抗２６で検出電圧を分圧し、さらに分圧比を
可変している。２７は基準電圧を得る電源で２８
は誤差増幅器、２９〜３２は抵抗で、抵抗２９〜
３１は基準電圧を分圧している。３３はトランジ
スタでスイツチング素子として働く。３２はこの
トランジスタ３３のベース抵抗であり、３４は
AC出力のオン・オフ制御入力端子である。また、
３５はパルス幅変調器１９のオン・オフ制御入力
端子である。

また、リーケージトランス１３の二次側には二
次巻線N₃が設けられ、この二次巻線N₃には共振
コンデンサ１７が接続され、トランスを鉄共振ト
ランスとし、この二次巻線N₃の両端にはAC出力
を得る構成となつている。

上記構成で、DC出力は数百ボルトを安定に出
す出力で負荷としては複写機の現像バイアスとし
て使用される。このDC出力は一次側を整流して
出力を得ているので、入力電圧が一定であればス
イツチングトランジスタ１４，１４′のデイユー
テイサイクルδには無関係に一定な出力を出すこ
とができるが、入力電圧の変動により比例して
DC出力の電圧も変動してしまうので簡単なレギ
ユレータを構成する抵抗２２、定電圧素子２３を
設けてDC出力の電圧が一定になるように構成し
ている。

パルス幅変調器１９がパルス幅変調器１９の制
御入力ｄ，ｆの電圧を高くしたときパルス幅が大
きくなり、ｃの電圧を低くするとパルスを停止さ
せる構成のものであるとすると、オン・オフ制御
入力３５の入力レベルを低くすることによりDC
出力、AC出力はともに停止し、入力レベルを高
くするとDC出力、AC出力は動作状態となる。ｄ
は誤差増幅器２８の出力であり、フイードバツク
ループを構成し、ｆはパルス幅の最大制限を規制
するための入力であり、通常スイツチングレギユ
レータではトランスの磁気飽和を防止するために
この機能は不可欠である。このパルス幅の最大制
限値は使用範囲でのデイユーテイサイクルδより
も少し大き目に設定されなければならない。抵抗
２９，３０はその設定を行うものである。

AC出力のオン・オフ制御入力端子３４に高い
レベルの入力が印加されると、トランジスタ３３
はオンとなり、ｆの電圧は低下する。このとき、
電圧は抵抗３１によつて自由に設定可能であるの
でそのときのデイユーテイサイクルδを自由に設
定することができる。

この実施例の場合、トランジスタ３３がオンし
たときのデイユーテイサイクルδを最小デイユー
テイサイクルδ₀〜共振開始デイユーテイサイクル
δ_s（実測値では２％〜15％）に設定するのが適切
であつた。デイユーテイサイクルδがδ₀〜δ_sの範
囲では、DC出力の電圧は通常のデイユーテイサ
イクルδすなわちデイユーテイサイクルがδ_s以上
の場合と変化なく、一方、AC出力では通常数
KVの出力電圧のものが数百Ｖまで低下するモー
ドを作ることができる。AC出力の負荷としては
コロナ放電器となるので、もちろん数百Ｖではコ
ロナ放電は起り得ないし、また、紙粉、トナーの
コロナ放電器への吸着の効果もほとんどないので
実質上負荷としては停止の状態を作ることができ
る。

このようにAC出力のオン・オフ制御入力端子
３４の入力によりDC出力の電圧を変動させるこ
となく、AC出力をオン・オフすることができる。

第８図は他の複写機用電源に用いた例を示して
おり、第７図は鉄共振トランスの駆動がプツシユ
プルであつたのに対し、シングルとなつている。
そのため、ステアリング回路１８は不要である。
また、第７図では一次巻線N₁と同一の巻線を用
いてDC出力を得るようにしていたが、別の巻線
N₂としDC出力はフローテイング状態になつてい
る。

AC出力は、第７図ではAC定電圧出力であつた
のに対し、第８図では二次巻線N₃にダイオード
３６、コンデンサ３７の整流回路を設けてDC定
電流出力を得る構成となつている。また、可変抵
抗２６は第７図では出力電圧の検出分圧に使用し
ていたが、第８図では出力電流の検出に使用して
いる。３８はトランジスタ、３９はベース抵抗
で、第８図はパルス幅変調器１９にパルス停止入
力ｃがない場合、パルス幅最大制限入力を利用し
てトランジスタ３８をオンさせることにより最大
限値を０％にし、DC出力、AC出力の両方ともオ
フになるように構成したものである。

発明の効果以上のように本発明のインバータ式多出力電源
は、トランス１個、インバータ１回路で２つの出
力が得られ、しかもそのうちの１出力がオン・オ
フ可能なかめ、その出力がコロナ放電負荷のよう
に完全なオフ状態を必要としない場合には実質上
トランス２個、インバータ２回路分の機能を有す
ることになり、大幅な価格の低減化が計れる。ま
た、オン・オフしたい出力が高電圧の場合にリー
ドリレーを必要としないため信頼性が向上するだ
けでなく、価格の点でも有利となる。さらに、一
方の出力をオン・オフする場合、オン・オフ制御
に必要なものはパルス幅の信号のみであるため、
小さい電流、低い電圧、低電力で制御でき、オ
ン・オフのドライブ回路にもコストがかからな
い。また、鉄共振トランスを使用しているため、
AC出力を低歪率で得ることができ、もちろん、
DC出力も得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は従来のインバータ式多出力電
源を示す電気的回路図、第３図は本発明のインバ
ータ式多出力電源の一実施例を示す電気的回路
図、第４図は同電源のAC出力のデイユーテイサ
イクルδとの関係を示す特性図、第５図ａ，ｂは
スイツチングトランジスタのオン・オフ動作を示
すタイミングチャート、第６図は同電源のDC出
力とデイユーテイサイクルδとの関係を示す特性
図、第７図、第８図は同電源の使用例を示す電気
的回路図、第９図はリーケージトランスの構造を
示す断面図である。１２，１２′……入力端子、１３……リーケー
ジトランス、１４，１４′……スイツチングトラ
ンジスタ、１５……パルス発生回路、１６……整
流回路、１７……共振コンデンサ、N₁……一次
巻線、N₂……別巻線、N₃……二次巻線。

Claims

【特許請求の範囲】

１一次側磁気回路に巻回された少なくとも第一
の巻線、第二の巻線を有し二次側磁気回路に巻回
された少なくとも第三の巻線を有するリーケージ
トランスと、上記第三の巻線と共振コンデンサに
よる並列共振回路と、直流入力と上記第一の巻線
に直列に接続されたスイツチング素子と、上記並
列共振回路の共振周波数に一致する一定周波数で
制御可能なデイユーテイサイクルのパルスを上記
スイツチング素子の入力信号として与えるパルス
発生回路と、上記パルスのデイユーテイサイクル
が最小デイユーテイサイクル以上で上記並列共振
回路の共振開始デイユーテイサイクル以下の範囲
に設定された第一のモードと上記共振開始デイユ
ーテイサイクル以上で動作する第二のモードのデ
イユーテイサイクルを切換える切換え回路と、上
記第二の巻線に整流回路を接続して直流の第一の
出力を得るとともに上記第三の巻線から第二の出
力を得るように構成したインバータ式多出力電
源。