JPH0846457A - トランスコンダクタ回路およびアクティブ・フィルター - Google Patents
トランスコンダクタ回路およびアクティブ・フィルターInfo
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- JPH0846457A JPH0846457A JP7166569A JP16656995A JPH0846457A JP H0846457 A JPH0846457 A JP H0846457A JP 7166569 A JP7166569 A JP 7166569A JP 16656995 A JP16656995 A JP 16656995A JP H0846457 A JPH0846457 A JP H0846457A
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims abstract description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
- H03H11/0433—Two integrator loop filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/261—Amplifier which being suitable for instrumentation applications
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 負荷電流および電圧の変動を抑え，それによ
って，トランスコンダクタンスから発生する歪みを抑制
する。 【構成】 本発明は，差動入力および単一出力を有し，
その一次誘導端子（Ｄ１，Ｓ１，Ｄ２，Ｓ２）がそれぞ
れ共に接続され，それによって，負荷電流および電圧の
変動を低くし，同時にそれぞれのトランスコンダクタン
スから生じる歪みも低く抑えることができる，２つの入
力トランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）により構成されたトラン
スコンダクタ回路に関するものである。
って，トランスコンダクタンスから発生する歪みを抑制
する。 【構成】 本発明は，差動入力および単一出力を有し，
その一次誘導端子（Ｄ１，Ｓ１，Ｄ２，Ｓ２）がそれぞ
れ共に接続され，それによって，負荷電流および電圧の
変動を低くし，同時にそれぞれのトランスコンダクタン
スから生じる歪みも低く抑えることができる，２つの入
力トランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）により構成されたトラン
スコンダクタ回路に関するものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，差動入力型のトランス
コンダクタ回路およびこのタイプの回路が使用可能なア
クティブ・フィルターに関するものである。
コンダクタ回路およびこのタイプの回路が使用可能なア
クティブ・フィルターに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】トランスコンダクタ回路は良く知られて
おり，その入力電圧の強度に対応した線形性の必要性で
知られている。
おり，その入力電圧の強度に対応した線形性の必要性で
知られている。
【０００３】特許出願ＧＢ−Ａ−２ １７５ ７６３
は，とりわけこの問題に応えるものであって，図４に示
す半回路を好ましい実施例として提案するものである。
この発明は，そのソース端子が基準電位（通常はアー
ス，図中ＧＮＤとして表現されているもの）に接続され
ており，そのゲート端子は回路の入力端子に接続されて
いる，図中Ｍとして示すＭＯＳトランジスタと，トラン
ジスタＭのドレイン端子に接続されたエミッタ端子と基
準バイアス電位ＵＤＣに接続されたベース端子を有する
ＢＪＴトランジスタとで構成されており，バイアス電流
ＩＤＣはトランジスタＱのコレクタを介して流れてい
る。
は，とりわけこの問題に応えるものであって，図４に示
す半回路を好ましい実施例として提案するものである。
この発明は，そのソース端子が基準電位（通常はアー
ス，図中ＧＮＤとして表現されているもの）に接続され
ており，そのゲート端子は回路の入力端子に接続されて
いる，図中Ｍとして示すＭＯＳトランジスタと，トラン
ジスタＭのドレイン端子に接続されたエミッタ端子と基
準バイアス電位ＵＤＣに接続されたベース端子を有する
ＢＪＴトランジスタとで構成されており，バイアス電流
ＩＤＣはトランジスタＱのコレクタを介して流れてい
る。
【０００４】回路のトランスコンダクタンスＧは，以下
の式によって与えられる。すなわち， Ｇ ＝ Ｋ＊Ｈ＊ＶＤＳ である。
の式によって与えられる。すなわち， Ｇ ＝ Ｋ＊Ｈ＊ＶＤＳ である。
【０００５】ここで，ＶＤＳはトランジスタＭのドレイ
ン−ソース電圧であり，ＫはトランジスタＭに対して採
用される製造プロセスとゲート−ソース電圧ＶＧＳに対
応した係数であり，ＨはトランジスタＭの形状に依存し
た係数である。
ン−ソース電圧であり，ＫはトランジスタＭに対して採
用される製造プロセスとゲート−ソース電圧ＶＧＳに対
応した係数であり，ＨはトランジスタＭの形状に依存し
た係数である。
【０００６】係数Ｋによる歪みを制限するために，上記
特許出願ＧＢ−Ａ−２ １７５ ７６３は十分に対称的
な差動半回路の使用を提案するものである。
特許出願ＧＢ−Ａ−２ １７５ ７６３は十分に対称的
な差動半回路の使用を提案するものである。
【０００７】ＶＳＤが存在する故の歪みを制限するため
に，上記の出願では，好ましい実施例として，図４の半
回路に示すようなドレイン端子上のトランジスタＭから
見て，出力インピーダンスを下げるためにトランジスタ
Ｑの使用を提案しており，実際，トランジスタＭのゲー
ト−ソース電圧ＶＧＳが変動すると，その（出力）ドレ
イン電流も変動し，結果的に，ＶＤＳに対応するその
（出力）ドレイン端子に加えらる負荷の（出力）電圧も
変動するようになっている。２番目の選択肢として，ト
ランジスタＱを入力インピーダンスがずっと低く，出力
インピーダンスがずっと高いフィードバック接続回路に
よって構成される出力ステージと取り替えることを提案
している。
に，上記の出願では，好ましい実施例として，図４の半
回路に示すようなドレイン端子上のトランジスタＭから
見て，出力インピーダンスを下げるためにトランジスタ
Ｑの使用を提案しており，実際，トランジスタＭのゲー
ト−ソース電圧ＶＧＳが変動すると，その（出力）ドレ
イン電流も変動し，結果的に，ＶＤＳに対応するその
（出力）ドレイン端子に加えらる負荷の（出力）電圧も
変動するようになっている。２番目の選択肢として，ト
ランジスタＱを入力インピーダンスがずっと低く，出力
インピーダンスがずっと高いフィードバック接続回路に
よって構成される出力ステージと取り替えることを提案
している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，こうし
た出力ステージは，必然的にかなり複雑な回路構成とな
り，アクティブ・フィルターの場合と同様，そして，特
にチップに集積される場合には，複数のトランスコンダ
クタ回路を用いなければならないことから，益々回路構
成が複雑になるという問題点や，さらに，フィードバッ
ク構成がその周波数に制限を課すことから，その構造の
実用性範囲に制約を課すことになるという問題点があっ
た。
た出力ステージは，必然的にかなり複雑な回路構成とな
り，アクティブ・フィルターの場合と同様，そして，特
にチップに集積される場合には，複数のトランスコンダ
クタ回路を用いなければならないことから，益々回路構
成が複雑になるという問題点や，さらに，フィードバッ
ク構成がその周波数に制限を課すことから，その構造の
実用性範囲に制約を課すことになるという問題点があっ
た。
【０００９】本発明は，上記に鑑みてなされたものであ
って，特に，高周波数アクティブ・フィルターに適した
最も単純な線形的回路構成により，負荷電流および電圧
の変動を抑え，それによって，トランスコンダクタンス
から発生する歪みを抑制できるトランスコンダクタ回路
およびアクティブ・フィルターを得ることを目的とす
る。
って，特に，高周波数アクティブ・フィルターに適した
最も単純な線形的回路構成により，負荷電流および電圧
の変動を抑え，それによって，トランスコンダクタンス
から発生する歪みを抑制できるトランスコンダクタ回路
およびアクティブ・フィルターを得ることを目的とす
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに，請求項１に係るトランスコンダクタ回路は，第１
（Ｉ１）および第２（Ｉ２）の入力端子上に差動入力が
行われ，さらに出力端子（ＯＰ）上で単一の出力が行わ
れ，それぞれ前記第１，第２の入力端子（Ｉ１，Ｉ２）
に接続されたゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）を有する第１
（Ｍ１）および第２（Ｍ２）の入力トランジスタと，相
互に接続されていると同時に第１のノード（ＮＤ１）に
接続された２つの第１のホモログ端子（Ｓ１，Ｓ２）
と，前記第１および第２のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）
の２つの第２のホモログ端子（Ｄ１，Ｄ２）に接続され
たバイアス電流発生装置（ＧＤＣ）とを有するトランス
コンダクタ回路において，前記２つの第２のホモログ端
子（Ｄ１，Ｄ２）が相互に接続されていると同時に第２
のノード（ＮＤ２）に接続されており，前記出力端子
（ＯＰ）および前記バイアス電流発生装置（ＧＤＣ）と
に接続された第３のノード（ＮＤ３）と，それぞれ前記
第２（ＮＤ２）および第３（ＮＤ３）のノードに接続さ
れた一次誘導端子（Ｅ，Ｃ）を有する第３のトランジス
タ（ＱＯ）と，基準バイアス電位（ＵＤＣ）に接続され
ており，それによって前記第２のノードの電位（ＮＤ
２）を制御するゲート端子（Ｂ）とからなるものであ
る。
めに，請求項１に係るトランスコンダクタ回路は，第１
（Ｉ１）および第２（Ｉ２）の入力端子上に差動入力が
行われ，さらに出力端子（ＯＰ）上で単一の出力が行わ
れ，それぞれ前記第１，第２の入力端子（Ｉ１，Ｉ２）
に接続されたゲート端子（Ｇ１，Ｇ２）を有する第１
（Ｍ１）および第２（Ｍ２）の入力トランジスタと，相
互に接続されていると同時に第１のノード（ＮＤ１）に
接続された２つの第１のホモログ端子（Ｓ１，Ｓ２）
と，前記第１および第２のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ２）
の２つの第２のホモログ端子（Ｄ１，Ｄ２）に接続され
たバイアス電流発生装置（ＧＤＣ）とを有するトランス
コンダクタ回路において，前記２つの第２のホモログ端
子（Ｄ１，Ｄ２）が相互に接続されていると同時に第２
のノード（ＮＤ２）に接続されており，前記出力端子
（ＯＰ）および前記バイアス電流発生装置（ＧＤＣ）と
に接続された第３のノード（ＮＤ３）と，それぞれ前記
第２（ＮＤ２）および第３（ＮＤ３）のノードに接続さ
れた一次誘導端子（Ｅ，Ｃ）を有する第３のトランジス
タ（ＱＯ）と，基準バイアス電位（ＵＤＣ）に接続され
ており，それによって前記第２のノードの電位（ＮＤ
２）を制御するゲート端子（Ｂ）とからなるものであ
る。
【００１１】また，請求項２に係るトランスコンダクタ
回路は，前記第１および第２のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ
２）が，ＭＯＳタイプである。
回路は，前記第１および第２のトランジスタ（Ｍ１，Ｍ
２）が，ＭＯＳタイプである。
【００１２】また，請求項３に係るトランスコンダクタ
回路は，前記第３のトランジスタ（ＱＯ）が，ＢＪＴタ
イプである。
回路は，前記第３のトランジスタ（ＱＯ）が，ＢＪＴタ
イプである。
【００１３】また，請求項４に係るトランスコンダクタ
回路は，前記第１のノード（ＮＤ１）が，予め決められ
た固定電位を有しているものである。
回路は，前記第１のノード（ＮＤ１）が，予め決められ
た固定電位を有しているものである。
【００１４】また，請求項５に係るトランスコンダクタ
回路は，前記第１のノード（ＮＤ１）に接続された追加
バイアス電流発生装置を含んでいるものである。
回路は，前記第１のノード（ＮＤ１）に接続された追加
バイアス電流発生装置を含んでいるものである。
【００１５】また，請求項６に係るアクティブ・フィル
ターは，前記請求項１ないし５に記載のトランスコンダ
クタ回路において，少なくとも１つのトランスコンダク
タ回路（ＴＤ）をフィルター・アクティブ要素として構
成するものである。
ターは，前記請求項１ないし５に記載のトランスコンダ
クタ回路において，少なくとも１つのトランスコンダク
タ回路（ＴＤ）をフィルター・アクティブ要素として構
成するものである。
【００１６】また，請求項７に係るアクティブ・フィル
ターは，１つの端子が基準電位に接続されており，他の
端子が前記トランスコンダクタ回路（ＴＤ）の前記出力
端子に接続されており，前記トランスコンダクタ回路
（ＴＤ）の前記入力端子の１つが前記トランスコンダク
タ回路（ＴＤ）の前記出力端子に接続されてフィードバ
ック回路を形成している，少なくとも１つのコンデンサ
（ＣＣ）を有するものである。
ターは，１つの端子が基準電位に接続されており，他の
端子が前記トランスコンダクタ回路（ＴＤ）の前記出力
端子に接続されており，前記トランスコンダクタ回路
（ＴＤ）の前記入力端子の１つが前記トランスコンダク
タ回路（ＴＤ）の前記出力端子に接続されてフィードバ
ック回路を形成している，少なくとも１つのコンデンサ
（ＣＣ）を有するものである。
【００１７】
【作用】２つの入力トランジスタが相互に接続された出
力端子を有している差動タイプのトランスコンダクタ回
路を用いることによって，出力電流とそれに伴う歪みの
変動という現象を大幅に削減することができる。
力端子を有している差動タイプのトランスコンダクタ回
路を用いることによって，出力電流とそれに伴う歪みの
変動という現象を大幅に削減することができる。
【００１８】この方式は，差動入力端子に対する信号電
圧がモジュロにおいてほぼ等しく，ほぼ１８０度ずれて
いる場合に特に効果的である。このことから良く分かる
ように，最高の性能はできる限り同様の入力トランジス
タを用いることによって達成されるものである。
圧がモジュロにおいてほぼ等しく，ほぼ１８０度ずれて
いる場合に特に効果的である。このことから良く分かる
ように，最高の性能はできる限り同様の入力トランジス
タを用いることによって達成されるものである。
【００１９】
【実施例】以下，この発明に係るトランスコンダクタ回
路およびアクティブ・フィルターの実施例を図面に基づ
いて詳細に説明する。
路およびアクティブ・フィルターの実施例を図面に基づ
いて詳細に説明する。
【００２０】図１に示す本実施例に係るトランスコンダ
クタ回路は，第１および第２の入力端子（Ｉ１，Ｉ２）
上に差動入力を，さらに，出力端子ＯＰ上に単一の出力
を有している。また，上記トランスコンダクタ回路は，
それぞれ入力端子Ｉ１およびＩ２に接続されたゲート端
子Ｇ１およびＧ２を有するＭＯＳタイプの第１の入力ト
ランジスタＭ１と，これもＭＯＳタイプの第２の入力ト
ランジスタＭ２と，相互に接続されると共に第１のノー
ドＮＤ１に接続されているソース端子Ｓ１およびＳ２
と，相互に接続されると共に第２のノードＮＤ２に接続
されているドレイン端子を有している。
クタ回路は，第１および第２の入力端子（Ｉ１，Ｉ２）
上に差動入力を，さらに，出力端子ＯＰ上に単一の出力
を有している。また，上記トランスコンダクタ回路は，
それぞれ入力端子Ｉ１およびＩ２に接続されたゲート端
子Ｇ１およびＧ２を有するＭＯＳタイプの第１の入力ト
ランジスタＭ１と，これもＭＯＳタイプの第２の入力ト
ランジスタＭ２と，相互に接続されると共に第１のノー
ドＮＤ１に接続されているソース端子Ｓ１およびＳ２
と，相互に接続されると共に第２のノードＮＤ２に接続
されているドレイン端子を有している。
【００２１】さらに，第２のノードＮＤ２に接続された
エミッタ端子Ｅと，基準バイアス電位ＵＤＣに接続され
たベース端子Ｂと，第３のノードＮＤ３に接続されたコ
レクタ端子Ｃとを有するＢＪＴタイプの第３のトランジ
スタＱＯを含んでいる。さらに，バイアス電流発生装置
ＧＤＣが第３のノードＮＤ３に接続されており，出力端
子ＯＰもノードＮＤ３に接続されている。第２のノード
ＮＤ２の電位は，トランジスタＱＯを介して制御するこ
とができる。
エミッタ端子Ｅと，基準バイアス電位ＵＤＣに接続され
たベース端子Ｂと，第３のノードＮＤ３に接続されたコ
レクタ端子Ｃとを有するＢＪＴタイプの第３のトランジ
スタＱＯを含んでいる。さらに，バイアス電流発生装置
ＧＤＣが第３のノードＮＤ３に接続されており，出力端
子ＯＰもノードＮＤ３に接続されている。第２のノード
ＮＤ２の電位は，トランジスタＱＯを介して制御するこ
とができる。
【００２２】上記のことを前提として，さらにバイアス
信号を無視すれば，トランジスタＱＯを介して流れる信
号電流は小さく，したがって，ベース−エミッタ電圧Ｖ
ＢＥによる偏差も小さいことがわかる。実際，この電流
はトランジスタＭ１のトランスコンダクタンスによって
増幅（multiplied) された入力端子Ｉ１の信号電圧とト
ランジスタＭ２のトランスコンダクタンスによって増幅
された入力端子Ｉ２の信号電圧によって与えられる。
信号を無視すれば，トランジスタＱＯを介して流れる信
号電流は小さく，したがって，ベース−エミッタ電圧Ｖ
ＢＥによる偏差も小さいことがわかる。実際，この電流
はトランジスタＭ１のトランスコンダクタンスによって
増幅（multiplied) された入力端子Ｉ１の信号電圧とト
ランジスタＭ２のトランスコンダクタンスによって増幅
された入力端子Ｉ２の信号電圧によって与えられる。
【００２３】したがって，ノードＮＤ２の電位はまった
く安定しており，そして，トランジスタＭ１，Ｍ２のド
レイン−ソース電圧ＶＤＳと，その結果として，トラン
スコンダクタンスの偏差も限定されたものとなる。この
結果，歪みが小さくなる。
く安定しており，そして，トランジスタＭ１，Ｍ２のド
レイン−ソース電圧ＶＤＳと，その結果として，トラン
スコンダクタンスの偏差も限定されたものとなる。この
結果，歪みが小さくなる。
【００２４】図１に示したトランスコンダクタ回路にあ
っては，いくつかの応用が可能であり，特に，トランジ
スタＭ１，Ｍ２およびＱＯはＭＯＳタイプとＢＪＴタイ
プのいずれであってもよい。
っては，いくつかの応用が可能であり，特に，トランジ
スタＭ１，Ｍ２およびＱＯはＭＯＳタイプとＢＪＴタイ
プのいずれであってもよい。
【００２５】また，第１のノードＮＤ１は通常，所定の
固定電位，多くの場合は接地電位に保持されている。し
かし，第１のノードＮＤ１は別のバイアス電流発生装置
に接続することもできる。
固定電位，多くの場合は接地電位に保持されている。し
かし，第１のノードＮＤ１は別のバイアス電流発生装置
に接続することもできる。
【００２６】以上のような想定（差動入力端子に対する
信号電圧がモジュロにおいてほぼ等しく，約１８０度ず
れている）は，実際によく起きることである。
信号電圧がモジュロにおいてほぼ等しく，約１８０度ず
れている）は，実際によく起きることである。
【００２７】従来における第１段階のアクティブ・フィ
ルターは，図２（ａ）に示すように，２つの，直列に接
続された従来におけるタイプのトランスコンダクタ回路
ＴＴによって構成されている。このリンク（link）の中
央のタップはコンデンサＣＣを介して接地されると同時
に，フィルター出力端子にも直接接続され，それによっ
てフィードバック・パスを形成している。
ルターは，図２（ａ）に示すように，２つの，直列に接
続された従来におけるタイプのトランスコンダクタ回路
ＴＴによって構成されている。このリンク（link）の中
央のタップはコンデンサＣＣを介して接地されると同時
に，フィルター出力端子にも直接接続され，それによっ
てフィードバック・パスを形成している。
【００２８】タイプは同様であるが，本実施例に係るト
ランスコンダクタ回路ＴＤを備えた回路を図２（ｂ）に
示す。このトランスコンダクタ回路ＴＤはフィルターの
入力端子に接続された第１の入力端子と，トランスコン
ダクタ回路ＴＤの出力端子に接続された第２の入力端子
を有しており，この出力端子はコンデンサＣＣを介して
接地されるとともに，直接の連結でフィルターの出力端
子にも接続されている。
ランスコンダクタ回路ＴＤを備えた回路を図２（ｂ）に
示す。このトランスコンダクタ回路ＴＤはフィルターの
入力端子に接続された第１の入力端子と，トランスコン
ダクタ回路ＴＤの出力端子に接続された第２の入力端子
を有しており，この出力端子はコンデンサＣＣを介して
接地されるとともに，直接の連結でフィルターの出力端
子にも接続されている。
【００２９】図２（ｂ）に示した回路は，ほぼ，少なく
とも回路のカットオフ周波数以下で，この前提が満たさ
れていることを示している。
とも回路のカットオフ周波数以下で，この前提が満たさ
れていることを示している。
【００３０】図３（ａ）は，従来における設計のトラン
スコンダクタ回路ＴＴ，第１のコンデンサＣ１および第
２のコンデンサＣ２によって実施された第２段階のアク
ティブ・フィルターを示している。これは基本的には，
図２（ａ）に示した，第１段階のフィードバックカスケ
ード接続された２つのフィルターを有していることと同
等である。
スコンダクタ回路ＴＴ，第１のコンデンサＣ１および第
２のコンデンサＣ２によって実施された第２段階のアク
ティブ・フィルターを示している。これは基本的には，
図２（ａ）に示した，第１段階のフィードバックカスケ
ード接続された２つのフィルターを有していることと同
等である。
【００３１】図３（ｂ）は，本実施例に係るトランスコ
ンダクタ回路ＴＤによって実施された第２段階の同じタ
イプのフィルターを示している。これは基本的には，カ
スケード接続され，フィードバックされる図３（ａ）に
示されているものと同様に，第１段階の２つのフィルタ
ーを有することと基本的に同じである。
ンダクタ回路ＴＤによって実施された第２段階の同じタ
イプのフィルターを示している。これは基本的には，カ
スケード接続され，フィードバックされる図３（ａ）に
示されているものと同様に，第１段階の２つのフィルタ
ーを有することと基本的に同じである。
【００３２】
【発明の効果】以上，説明した通り，この発明に係るト
ランスコンダクタ回路およびアクティブ・フィルターに
あっては，２つの入力トランジスタが相互に接続された
出力端子を有している差動タイプのトランスコンダクタ
を用いるため，出力電流とそれに伴う歪みの変動という
現象を大幅に削減することができる。
ランスコンダクタ回路およびアクティブ・フィルターに
あっては，２つの入力トランジスタが相互に接続された
出力端子を有している差動タイプのトランスコンダクタ
を用いるため，出力電流とそれに伴う歪みの変動という
現象を大幅に削減することができる。
【図１】本発明に係るトランスコンダクタ回路の構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】（ａ）従来の，（ｂ）本発明に係る第１段階の
アクティブ・フィルターの構成を示す回路図である。
アクティブ・フィルターの構成を示す回路図である。
【図３】（ａ）従来の，（ｂ）本発明に係る第２段階の
アクティブ・フィルターの構成を示す回路図である。
アクティブ・フィルターの構成を示す回路図である。
【図４】従来におけるトランスコンダクタ回路の構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
Ｉ１，Ｉ２ 入力端子 ＯＰ 出力端子 Ｇ１，Ｇ２ ゲート端子 Ｍ１，Ｍ２ トランジスタ ＮＤ１ 第１のノード Ｓ１，Ｓ２ 第１のホモログ端子 Ｄ１，Ｄ２ 第２のホモログ端子 ＧＤＣ バイアス電流発生装置 ＮＤ２ 第２のノード ＮＤ３ 第３のノード Ｅ，Ｃ 一次誘導端子 ＵＤＣ 基準バイアス電位 ＱＯ トランジスタ ＴＴ，ＴＤ トランスコンダクタ回路 ＣＣ，Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アンドレア バスキロット イタリア国，イ−15057 アレッサンドリ ア，トルトナ，ビア バルストゥラ，３ (72)発明者 リナルド カステッロ イタリア国，イ−20043 ミラノ，アルコ ーレ，ビア ゴルジ，13
Claims (7)
- 【請求項１】 第１および第２の入力端子上に差動入力
が行われ，さらに出力端子上で単一の出力が行われ，そ
れぞれ前記第１，第２の入力端子に接続されたゲート端
子を有する第１および第２の入力トランジスタと，相互
に接続されていると同時に第１のノードに接続された２
つの第１のホモログ端子と，前記第１および第２のトラ
ンジスタの２つの第２のホモログ端子に接続されたバイ
アス電流発生装置とを有するトランスコンダクタ回路に
おいて，前記２つの第２のホモログ端子が相互に接続さ
れていると同時に第２のノードに接続されており，前記
出力端子および前記バイアス電流発生装置とに接続され
た第３のノードと，それぞれ前記第２および第３のノー
ドに接続された一次誘導端子を有する第３のトランジス
タと，基準バイアス電位に接続されており，それによっ
て前記第２のノードの電位を制御するゲート端子とから
なることを特徴とするトランスコンダクタ回路。 - 【請求項２】 前記第１および第２のトランジスタが，
ＭＯＳタイプであることを特徴とする請求項１に記載の
トランスコンダクタ回路。 - 【請求項３】 前記第３のトランジスタが，ＢＪＴタイ
プであることを特徴とする請求項１または２に記載のト
ランスコンダクタ回路。 - 【請求項４】 前記第１のノードが，予め決められた固
定電位を有していることを特徴とする請求項１，２また
は３に記載のトランスコンダクタ回路。 - 【請求項５】 前記第１のノードに接続された追加バイ
アス電流発生装置を含んでいることを特徴とする請求項
１，２または３に記載のトランスコンダクタ回路。 - 【請求項６】 前記請求項１ないし５に記載のトランス
コンダクタ回路において，少なくとも１つのトランスコ
ンダクタ回路をフィルター・アクティブ要素として構成
することを特徴とするアクティブ・フィルター。 - 【請求項７】 １つの端子が基準電位に接続されてお
り，他の端子が前記トランスコンダクタ回路の前記出力
端子に接続されており，前記トランスコンダクタ回路の
前記入力端子の１つが前記トランスコンダクタ回路の前
記出力端子に接続されてフィードバック回路を形成して
いる，少なくとも１つのコンデンサを有することを特徴
とする請求項６に記載のアクティブ・フィルター。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| EP94830324A EP0690562B1 (en) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | Active filter comprising a transconductor circuit with high-linearity differential input |
| IT948303243 | 1994-06-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0846457A true JPH0846457A (ja) | 1996-02-16 |
Family
ID=8218481
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7166569A Pending JPH0846457A (ja) | 1994-06-30 | 1995-06-30 | トランスコンダクタ回路およびアクティブ・フィルター |
Country Status (4)
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|---|---|
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| EP (1) | EP0690562B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0846457A (ja) |
| DE (1) | DE69428785T2 (ja) |
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| IT1252392B (it) * | 1991-11-13 | 1995-06-12 | Sgs Thomson Microelectronics | Stadio transconduttore perfezionato per filtri ad alta frequenza |
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-
1995
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- 1995-06-30 JP JP7166569A patent/JPH0846457A/ja active Pending
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