JPH08504318A - 蓄電池に給電するための電子スイッチモード電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は蓄電池に給電するための電子スイッチモード電源に関する。本電子スイッチモード電源は、変成器（５０）と、エミッタ抵抗（２２）及びフィードバック回路（１１、２７）を有するスイッチングトランジスタ（1）とを有する自励フライバックコンバータを備えている。制御回路（Ｓｔ）は、蓄電池（６１）におけるスイッチング電圧が所定の高レベル（Ａ）に達するとスイッチングトランジスタ（1）の導通を禁止する。スイッチング配列（ＳＥ）は、スイッチモード電源がパルス発振動作モードで動作中、発振休止の持続時間と発振バーストの持続時間との比が指定された大きさを超えた時に、高スイッチング電圧（Ａ）を低スイッチング電圧（Ｂ）まで引き下げる。

Description

【発明の詳細な説明】 蓄電池に給電するための電子スイッチモード電源 本発明は、変成器を有する自励フライバックコンバータを備え、上記変成器の 一次巻線、スイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ回路及び抵抗の直列 接続配列が入力電圧源と並列に接続され、上記変成器の二次巻線が蓄電池及びダ イオードと直列に接続され、上記スイッチングトランジスタのベースがフィード バック回路を通して上記二次巻線に接続されている他に、蓄電池におけるスイッ チング電圧が所定の高レベルに到達した時には上記スイッチングトランジスタの 導通を禁止し、また上記スイッチング電圧が上記レベルよりも低下した時には上 記スイッチングトランジスタを再度導通せしめる制御回路にも接続されているよ うな入力電圧源から蓄電池へ電力を供給するための電子スイッチモード電源に関 する。 この型のスイッチモード電源は公知であり、例えばEP 0 162 341 B1に開示さ れている。指定された（調整可能な）高スイッチング電圧に到達すると、充電電 流はスイッチモード電源のパルス発振の動作モードによって、即ちコンバータの 発振休止時間と発振バースト時間との比によって、制御される。図５に示すグラ フは蓄電池の充電中のセル電圧を蓄積された電荷の関数としてプロットした典型 的な曲線である。放電した蓄電池をできるだけ急速に再充電したい場合には、ス イッチング電圧をできるだけ高くする必要がある。しかしながら、このようなス イッチモード電源では、蓄電池が全容量まで充電された後に流れるトリクル充電 電流が高くなり過ぎて蓄電池に有害となるので、このスイッチング電圧を充電曲 線の頂上（こぶ）に近い何処か望ましい点に持っていくことはできない。 本発明の目的は、トリクル充電電流を受容できないほど高めることなく、最小 可能な時間で急速充電を可能にするように、始めに記載した型のスイッチモード 電源を構成することである。 この目的は、スイッチモード電源がパルス発振モードで動作中、発振休止の持 続時間と発振バーストの持続時間との比が指定された大きさを超えた時に、制御 回路を操作して高スイッチング電圧を低スイッチング電圧まで引き下げさせるス イッチング配列を設けることによって達成される。 これは、比較的短時間内に蓄電池をその定格容量の少なくとも約80％まで充電 できるようなレベルまでスイッチモード電源の高スイッチング電圧を増加させる ことができるという長所を有している。パルス間隔の持続時間とパルス発振の持 続時間との比を評価することによって、許容範囲が極めて拡大された場合以外は 、高及び低スイッチング電圧を調整する必要はない。スイッチング電圧が低くさ れて高電流充電の終わりが設定された後は、蓄電池電圧が低スイッチング電圧の レベルに到達するまでスイッチモード電源は非活動にされる。この高電流充電が 終わる時点では、温度が上昇しているために蓄電池の充電受入れ能力はかなり小 さくなっている。蓄電池が冷えた後に低スイッチング電圧に到達し、再充電が前 よりも低い充電電流から開始されて蓄電池は完全に充電される。 このスイッチング配列は、発振が休止している間には充電されまた発振バース トが発生している間には放電されるコンデンサと、このコンデンサにまたがる電 圧が指定されたレベルに到達すると他の状態に移って調整装置を駆動し、それに よって制御装置のスイッチング電圧を低下させるトリガ回路とを有する評価回路 を備えていると有利である。 発振休止の持続時間と発振バーストの持続時間との比を評価することにより、 蓄電池の１つの限定された充電状態を表示することができる。 他の従属請求項及び以下の説明から別の有利な実施例を考案することが可能で あろう。 以下に添付図面に基づいて本発明の一実施例を説明する。 図１は、スイッチング配列を組入れた電子スイッチモード電源の回路図である 。 図２は、前記EP 0 162 341から公知の型の電子スイッチモード電源の実施例を 示す回路図である。 図３は、図２のスイッチモード電源に組合せて使用される本発明のスイッチン グ配列の詳細を示す回路図である。 図４は、蓄電池充電中の充電電流を充電時間に対してプロットしたグラフであ る。 図５は、蓄電池充電中の典型的なセル電圧を蓄積された電荷の関数としてプロ ットしたグラフである。 図１に示す電子スイッチモード電源の回路図は、直流電源から、もしくはブリ ッジ整流器配列４を通して交流電源から付勢されるフライバックコンバータを備 えている。ブリッジ整流器配列４の直流入力端子と並列に入力コンデンサ９１が 接続されていて入力電圧を瀘波し、平滑する。 変成器５０の一次巻線５１、スイッチングトランジスタ１の負荷回路及び抵抗 ２２からなる直列配列が、入力コンデンサ９１と並列に接続されている。変成器 ５０の二次巻線５２は、ダイオード３１及び負荷配列６０と直列に接続されてい る。この負荷配列６０は、蓄電池６１と、スイッチ６３によってスイッチオンさ れるようになっている例えば直流電動機のような電気負荷６２とからなる。 スイッチングトランジスタ１のベースは、フィードバック抵抗２７及びフィー ドバックコンデンサ１１の直列配列からなるフィードバック回路を通して変成器 ５０の二次巻線５２の一方の端と、制御回路Ｓｔとに接続されている。制御回路 Ｓｔは、蓄電池６１の電圧Ｕによって、即ち所定の電圧Ｕに到達した時に作動し てスイッチングトランジスタ１を遮断し、発振の条件が整った時にこのトランジ スタが直ちに再始動するのを防ぎ、電圧Ｕが低下するまでスイッチングトランジ スタを導通させなくする。このようにして、発振バースト（その期間中にフライ バックコンバータが発振する）と発振バーストとの間に休止期間が介在しながら 発振が発生する。より正確に言えば、蓄電池が完全充電状態に近づくと、発振バ ースト期間に比して発振休止期間が長くなっていく。 パルス間隔の持続時間とパルスバーストの持続時間との比が所定の大きさを超 えると、スイッチング配列ＳＥは制御回路Ｓｔの所定の（高）スイッチング電圧 を低スイッチング電圧に低下させ、蓄電池電圧Ｕがこの下側スイッチング電圧の レベルに低下するまでスイッチモード電源を非活動にする。 図２に、EP 0 162 341から公知の電子スイッチモード電源を示す。ブリッジ整 流器配列４による整流と、直列チョーク８及び並列コンデンサ９１、９２による 濾波及び平滑の後に、抵抗２１を通る低ベース電流がスイッチングトランジス タとして動作するトランジスタ１を駆動する。 トランジスタ１が導通し始める結果として、トランジスタ１及び変成器５の一 次巻線５１を通して正のフィードバック効果が発生し、トランジスタ１を更に駆 動してそれを完全な導通状態にする。コレクタ電流は線形に増加し、比例する電 圧が抵抗２２にまたがって発生する。この電流が指定されたピーク値に到達する と、ツェナーダイオード４１を通してトランジスタ２が駆動されて導通し、トラ ンジスタ１のベースを参照電位もしくは接地に接続するので、トランジスタ１へ ベース電流が供給されなくなりトランジスタ１は遮断される。オフ期間が始まる と、変成器５の二次巻線５２に誘起される電圧（二次巻線５２とフィードバック コンデンサ１１の接合点Ｐ１における電圧）の極性が反転する。フライバックコ ンバータの原理によれば、このようにして変成器５内に蓄積されるエネルギは、 ダイオード３１を通して負荷配列６０へ供給される。 変成器５の反転過程中に、変成器５の一次巻線５１に並列に接続されているダ イオード３４及びツェナーダイオード４２は、そのオフ期間中のフライバック電 圧ピークを制限する。 変成器の完全放電期間中に接合点Ｐ１に発生する負電圧はダイオード３２を通 してノードＰ３（即ちダイオード３３とトランジスタ３のベース回路内の抵抗２ ３との接合）へ供給される。この負電圧によってトランジスタ３が導通する。 トランジスタ１のオン期間中、フィードバックコンデンサ１１はフィードバッ ク抵抗２７を通して充電されており、フィードバックコンデンサ１１のノードＰ ２に負極性を発生している。 トランジスタ３が導通状態になると、ノードＰ２の負極性のこの電荷は、放電 用ダイオード７１及び放電用抵抗７２からなる放電回路７と、トランジスタ３の 導通中のコレクタ・エミッタ回路とを通してノードＰ４（即ち蓄電池６１の正極 ）へ放電され、低い入力電圧（例えば12Ｖ）も存在していれば、即ちスイッチモ ード電源が再度直ちに発振できる状態にあれば、放電サイクルの終わりに比較的 急速にトランジスタ１は導通することができる。 蓄電池電圧Ｕが所望のレベル、即ち所定の高ターンオフ電圧に到達するか、も しくはそれを超えている場合にはトランジスタ２及び３は導通し続け、フィード バックコンデンサ１１のノードＰ１は変成器５の二次巻線５２を通して蓄電池６ １の正端子に接続され、またそのノードＰ２は抵抗２７及び導通中のトランジス タ２を通して接地もしくは参照電位に接続される。これによりフィードバックコ ンデンサ１１の接合点Ｐ２は接合点Ｐ１に対して再度負になる。この負電圧の大 きさは放電用ダイオード７１、放電用抵抗７２及び抵抗２７によって決定される 。導通中の電圧コンパレータ、即ち導通中のトランジスタ２及び３は、蓄電池電 圧Ｕが所定の所望値よりも低くなってトランジスタ２及び３が非導通にされるま ではトランジスタ１が再度スイッチオンするのを防ぐ。トランジスタ２及び３が 非導通状態になると、フィードバックコンデンサ１１は抵抗２１及びフィードバ ック抵抗２７を通して再び蓄電池電圧Ｕとトランジスタ１のベース・エミッタ電 圧の合計電圧値まで充電される。この過程中、ダイオード３３は抵抗２３及び２ ５からなる分圧回路を抵抗２１から切り離す。ゲルマニウムダイオードであるこ とが好ましいダイオード３５は、蓄電池の電圧特性を温度の関数として電子回路 によって模倣（エミュレート）するのに役立つ。上側ターンオフ電圧の所望値は 、分圧回路２３／２５によって決定される。 図３に、図２のスイッチング電源ＳＴＮ内に使用される本発明の配列の実施例 を示す。図３の左側にＳＴＮで示されているブロックは、図２に示すスイッチモ ード電源を含むものであることを理解されたい。尚、図３と図２の接合点は対応 させてある。 整流された入力電圧Ｕｅ（図２の接合点Ｐ５）は、抵抗Ｒ７を通して図３のト ランジスタＴ２のベースに印可される。トランジスタＴ２のコレクタ・エミッタ 回路は、評価回路ＡＳとトリガ回路ＫＳ２とを図２の蓄電池の正端子（接合点Ｐ ４）に結合する。更にトランジスタＴ２のベースは、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ２ との並列配列を通して図２の接合点Ｐ８に対応する参照電位に接続されている。 トランジスタＴ２は電源プラグが差し込まれた場合にのみ分圧回路Ｒ７／Ｒ８を 通して導通せしめられるので、評価回路ＡＳ及びトリガ回路ＫＳ２は電源プラグ が差し込まれた場合にのみ結合されるようになっている。これは、電源プラグが 抜かれている場合に蓄電池６１から不要な電流が漏洩するのを防ぐためである。 コンデンサＣ２はラインからの何等かの電圧ピークを瀘波するのに役立つ。 図３の評価回路ＡＳの入力は、図２のノードＰ７から分圧回路Ｒ１／Ｒ２を通 してトランジスタＴ１のベースヘ印加されるものである。トランジスタＴ１のコ レクタは抵抗Ｒ４を通してトランジスタＴ２のエミッタに接続され、またエミッ タは参照電位に接続されている。更にトランジスタＴ１のコレクタは、抵抗Ｒ３ を通してコンデンサＣの一方の端に接続されている（コンデンサＣの他方の端は 参照電位に接続されている）他に、コンデンサＣ１を通して参照電位に直接結合 されている。コンデンサＣ１は、トランジスタＴ１のコレクタに存在する信号を 濾波するのに役立つ。コンデンサＣの正極（その電位はスイッチモード電源の発 振休止期間と発振バースト期間との比を表している）は、トリガ回路ＫＳ２へ入 力を供給する。 トリガ回路ＫＳ２は、本質的にはトランジスタＴ３及びＴ４からなる。コンデ ンサＣの正電位は、分圧回路Ｒ５／Ｒ６を通してトランジスタＴ３のベースヘ供 給される。抵抗Ｒ６にはコンデンサＣ３が並列に接続され、これらの他端は共に 参照電位に接続されている。コンデンサＣ３は濾波機能を遂行する。トランジス タＴ３のコレクタは抵抗Ｒ９を通してトランジスタＴ２のエミッタに接続され、 また抵抗Ｒ１０を通してトランジスタＴ４のベースに接続されている。トランジ スタＴ４のエミッタはトランジスタＴ２のエミッタに直接接続され、一方トラン ジスタＴ４のコレクタは抵抗Ｒ１１及び発光ダイオードＬＤ２を通して参照電位 に接続されている。 コンバータが発振している限り、即ちパルスバーストが発生している間の図２ の接合点Ｐ７の平均（時間について積分した）電位は、パルス間隔中の電位より も正である。図３のトランジスタＴ１のベース分圧回路Ｒ１／Ｒ２は、パルスバ ーストの発生中にはトランジスタＴ１を導通させるが、パルス間隔中には非導通 になるように調整されている。パルス間隔中には、トランジスタＴ１がオフであ るのでコンデンサＣは導通中のトランジスタＴ２（前述したように、トランジス タＴ２は、電源プラグが挿し込まれている限り常に導通している）及び抵抗Ｒ４ 、Ｒ３を通して充電され、一方パルスバーストが発生中には、コンデンサＣ１は 抵抗Ｒ３及び導通中のトランジスタＴ１を通して急速に放電する。抵抗Ｒ４と比 較すると、抵抗Ｒ３は低抵抗である（Ｒ４は例えば、約20×Ｒ３である）。 蓄電池の電荷が徐々に増加していくにつれてコンバータの動作休止（発振休止 ）期間が増大し、コンデンサＣにまたがる電圧が上昇する。コンデンサＣにまた がる電圧が指定されたレベルに到達すると、即ち発振休止の持続時間と発振バー ストの持続時間との比が指定された大きさを超えると、トリガ回路ＫＳ２のトラ ンジスタＴ３はベース分圧回路Ｒ５／Ｒ６を通して導通せしめられる。このべー ス分圧回路Ｒ５／Ｒ６は、充電されたコンデンサＣの放電回路としても機能する が、主放電抵抗Ｒ３よりも約10倍大きい。トランジスタＴ３が導通し始めるとト リガ回路ＫＳ２のトランジスタＴ４も導通し、発光ダイオードＬＤ２が光を放出 する。トランジスタＴ３はフィードバック抵抗Ｒ１２及びデカップリングダイオ ードＤ１を通して導通状態に保たれる。発光ダイオードＬＤ２にまたがる電圧降 下は約2.3Ｖであるので、それによってトランジスタＴ３はそのベースを通して 導通状態にロックされ、非導通状態に戻ることを阻止される。 トリガ回路ＫＳ２の導通しているトランジスタＴ４は調整装置ＥＳのトランジ スタＴ５をもターンオンさせるから、接合点Ｐ６を通して図３の抵抗Ｒ１５が図 ２の抵抗２３と並列に接続されて参照電位に接続され、従って始めは高かったス イッチング電圧（Ａ）は低いスイッチング電圧（Ｂ）に低下させられる（図５参 照）。 図３によるスイッチング配列によって、図２のスイッチモード電源では高いス イッチング電圧Ａを図５の充電特性のこぶの直前の点（例えば、２セルの蓄電池 では2.95Ｖ）に位置させることができる。従って充電電流は、概ね図４の実線で 示す曲線に従う。時点ｔ１に、スイッチング電圧は点Ｂ（図５）まで低下（例え ば2.8Ｖ）するので、スイッチモード電源は非活動になる。図４に破線で示して ある曲線は、図３による配列を使用しない場合に図２のスイッチモード電源の充 電電流が辿る大凡のコースである。 図４の時点ｔ１に続く間隙中に蓄電池が冷却し、蓄電池電圧Ｕが低下する。あ る期間の後（例えば約10乃至20分後）の時点ｔ２に、蓄電池電圧は低スイッチン グ電圧レベルＢ（2.8Ｖ）に到達し、スイッチモード電源は再び活動する。 そこで蓄電池は完全充電されるまで残りの電荷を受ける。この再充電電流の大き さは残りの電荷の量に依存するが、スイッチング電圧が低くなっているので必ず 前よりは低くなる。発振休止及び発振バーストが上述したように交互に発生する 。時点ｔ３には、発振バーストに比して発振休止が長くなり、トリクル充電電流 だけが流れるようになる。蓄電池はその完全充電状態に到達したのである。 この状態、即ちトリガ回路ＫＳ２のトランジスタＴ３及びＴ４、トランジスタ Ｔ５が導通し続け、従って低スイッチング電圧Ｂで活動を維持している状態は、 電源プラグが抜かれるか、もしくはスイッチ６３によって電気負荷６２（直流電 動機）が回路に接続されるまで維持される。 スイッチモード電源が電源ラインから切り離された後に再度接続されると、ト リガ回路が反転してトランジスタＴ５を再び遮断させるので、高いスイッチング 電圧で再び活動し始める。スイッチモード電源のパルス間隔とパルス持続時間と の比を繰り返し評価することによって、放電が先行することなく、短時間の後に 上述したような充電過程は再び非活動にされる。電源プラグの抜き差しは、蓄電 池を過充電してしまうことなく、望み通りに何回でも繰り返すことができる。 パルス間隔とパルス持続時間との比を評価することによって、蓄電池の１つの 限定された充電状態を表示できることも本質的な長所である。この目的のために 図３は、図２の接合点Ｐ４（蓄電池の正極）と参照電位との間に発光ダイオード ＬＤ１、抵抗Ｒ１４及びトランジスタＴ６の主電流通路の直列配列を接続するよ うにしている。トランジスタＴ６のベースにはトリガ回路ＫＳ２のトランジスタ Ｔ３のコレクタが接続されていてトランジスタＴ６を導通させる。従って、トラ ンジスタＴ３が非導通である限り、即ち高電流充電期間が持続している限り発光 ダイオードＬＤ１が光を放出する。この期間中トランジスタＴ４は遮断され続け ているので、トランジスタＴ４の主電流通路内の発光ダイオードＬＤ２は消灯し ている。時点ｔ１に高電流充電期間が終了してトリガ回路ＫＳ２がその状態を反 転させると、発光ダイオードＬＤ１が消灯し、発光ダイオードＬＤ２が光を放出 し始める。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （1）変成器（５０）を有する自励フライバックコンバータを備え、上記変成器 の一次巻線（５１）、スイッチングトランジスタ（１）のコレクタ・エミッタ回 路及び抵抗（２２）の直列接続配列が入力電圧源（９０）と並列に接続され、上 記変成器（５０）の二次巻線（５２）が蓄電池（６１）及びダイオード（３１） と直列に接続され、上記スイッチングトランジスタ（１）のベースがフィードバ ック回路（１１、２７）を通して上記二次巻線（５２）に接続されている他に、 蓄電池（６１）におけるスイッチング電圧が所定の高レベル（Ａ）に到達した時 には上記スイッチングトランジスタ（１）の導通を禁止し、また上記スイッチン グ電圧が上記レベル（Ａ）よりも低下した時には上記スイッチングトランジスタ （１）を再度導通せしめる制御回路（Ｓｔ）にも接続されているような入力電圧 源（９０）から蓄電池（６１）へ電力を供給するための電子スイッチモード電源 において、 上記スイッチモード電源がパルス発振モードで動作中、発振休止の持続時間と 発振バーストの持続時間との比が指定された大きさを超えた時に、制御回路（Ｓ ｔ）を操作して高スイッチング電圧（Ａ）を低スイッチング電圧（Ｂ）まで引き 下げさせるスイッチング配列（ＳＥ）を設けたことを特徴とする電子スイッチモ ード電源。 （2）上記スイッチング配列（ＳＥ）は、発振休止の持続時間と発振バーストの 持続時間との比を検出する評価回路（ＳＥ）、トリガ回路（ＫＳ２）及び調整装 置（ＥＳ）を備え、上記スイッチング配列（ＳＥ）は、発振休止の持続時間と発 振バーストの持続時間との比が所定の大きさに達すると上記トリガ回路（ＫＳ２ ）を他の状態に移行させ、上記トリガ回路（ＫＳ２）は、上記制御回路（Ｓｔ） のスイッチング電圧を低い値（Ｂ）に低下させ、それによって高電流充電期間を 終了させるように上記調整装置（ＥＳ）を駆動することを特徴とする請求項１に 記載の電子スイッチモード電源。 （3）上記評価回路（ＡＳ）は、第１のトランジスタ（Ｔ１）及びコンデンサ（ Ｃ）を備え、上記コンデンサ（Ｃ）は発振休止中に第１の抵抗（Ｒ４）を通して 充電され、発振バーストの発生中に第２の抵抗（Ｒ３）及び導通中の上記第１の トランジスタ（Ｔ１）を通して放電されることを特徴とする請求項２に記載の電 子スイッチモード電源。 （4）上記トリガ回路（ＫＳ２）は、発振休止と発振バーストとの比が所定の大 きさに達すると駆動される第２及び第３のトランジスタ（Ｔ３、Ｔ４）を備え、 この状態は上記スイッチモード電源が入力電圧源（９０）から切り離されるか、 もしくは負荷（６２）が上記蓄電池（６１）と並列に接続されるまで維持される ことを特徴とする請求項２に記載の電子スイッチモード電源。 （5）上記調整装置（ＥＳ）は、第４のトランジスタ（Ｔ５）及び第３の抵抗（ Ｒ１５）を備え、上記第４のトランジスタ（Ｔ５）は駆動されると、上記第３の 抵抗（Ｒ１５）を、高スイッチング電圧（Ａ）を決定する分圧回路（２５／２３ ）の一方の抵抗（２３）と並列に接続するようになっていることを特徴とする請 求項２に記載の電子スイッチモード電源。 （6）上記高スイチング電圧（Ａ）で活動している時に第１の表示装置（ＬＤ１ 、Ｔ６）が駆動されることを特徴とする請求項１に記載の電子スイッチモード電 源。 （7）上記低スイチング電圧（Ｂ）で活動している時に第２の表示装置（ＬＤ２ ）が駆動されることを特徴とする請求項１に記載の電子スイッチモード電源。 （8）上記第１の表示装置は、第１の発光ダイオード（ＬＤ１）及び第５のトラ ンジスタ（Ｔ６）の直列配列からなり、上記配列は蓄電池（６１）と並列に接続 されていることを特徴とする請求項６に記載の電子スイッチモード電源。 （9）上記第２の表示装置は、上記第３のトランジスタ（Ｔ４）の主電流通路と 直列に接続されている第２の発光ダイオード（ＬＤ２）からなることを特徴とす る請求項７に記載の電子スイッチモード電源。 （10）上記評価回路（ＡＳ）及び上記トリガ回路（ＫＳ２）は、入力電圧源（９ ０）が接続されている場合に限って第６のトランジスタ（Ｔ２）を通して蓄電池 （６１）に接続されることを特徴とする請求項２に記載の電子スイッチモード電 源。