JPH08509059A - 車両とその前方の障害物との距離および相対速度を測定するためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、車両と、その前方にあるいくつかの障害物との距離および相対速度を測定するためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法に関し、４つの測定工程（Ａ、Ｂ、ＣおよびＤ）で、短い評価時間で実際の障害物と見掛けの障害物との確実な識別が行なわれる。最初の３つの測定工程（Ａ、ＢおよびＣ）の本質的な特徴は、時間対周波数のグラフにおいて、線形的に立上がり、線形的に立下がり、一定の周波数が続く、定周波数信号バースト（２０）の送信である。反射信号のそれぞれのバーストの末端において、すなわち位相が安定しているときに、複素走査値が決定され、反射された線形の信号バースト列から得られる直線の交点として示される相対速度対距離のグラフに基づいて可能性のある障害物が決定される。その後、コンピュータにおいて特殊な相関関係を用いて、見掛けの障害物を除去し、残りの障害物に関する受信値のみがさらに処理される。

Description

【発明の詳細な説明】 車両とその前方の障害物との距離および相対速度を測定するためのコンピュー タ処理方式レーダ探知方法 本発明は請求の範囲の独立項のプリアンブルに記載のコンピュータ処理方式レ ーダ探知方法に関する。 レーダ技術は、従来航空交通の分野で距離および相対速度を測定するために使 用されていた。航空交通の分野では、数百メートルからキロメートルのオーダの 範囲の距離を検出することが問題である。これに対して道路交通においては、特 殊な状況のために１メートル以下から数百メートル以上にわたる範囲の距離を検 出することが要求される。しかも、道路状況は航空交通区間に比べて通常は見通 しが効かず複雑であるので、車両に搭載の距離警告装置および安全装置はできる だけ多くの特性データと同時に、比較的多くの障害物を検知できなければならな い。基本的には３つのデータを検知することが望ましく、すなわち車両と障害物 との距離検知、車両と障害物との（ドップラー効果を用いた）相対速度の検知、 および障害物の大きさに関する情報を得るための、障害物で反射した送信信号の 検知を行なうことが望ましい。 さらに車両で行なわれるレーダ探知方法に対しては、低コストでの実現化が要 求される。もし低コストで実現できなければ、大量使用を経済的に行なうことが できないからである。本発明の範囲内で行なった諸実験が示すところに よると、距離の測定と相対速度の測定とを同時に行ない、かつ複数個の障害物の 検知を行なう公知のレーダ探知方法（クラインホイバヒャーの報告、１９９２年 、第３５巻、第７３１頁ないし第７４０頁）は、かなりのコストを要しなければ 実現できないことが明らかになった。なぜなら、周波数の勾配が大きいために高 い差分周波数が発生し、処理されるべき帯域幅（高ＭＨｚの範囲）が市販の信号 プロセッサにとっては大きすぎるからである。 したがって本発明の課題は、複数個の障害物に対して距離と、相対速度と、反 射した信号の振幅とを、障害物の大きさに対する基準として同時に検知できるよ うな、冒頭で述べたコンピュータ処理方式レーダ探知方法を提供することである 。 上記課題の本発明による解決法は、請求の範囲の独立項の特徴部分に記載され ており、本発明の好ましい構成はその従属項に記載されている。従属項はいわば 構成方法を示すもので、独立項に記載の方法の範囲内でも、一方他の種類の方法 においても特に有利に応用することができるものである。 市販の信号プロセッサを用いて、人手を要することなく実施できる本発明によ るレーダ探知方法では、公知の方式（レーダ信号の反射）に従って検出された、 反射した送信信号としての測定信号が、目的に応じて変化せしめられる。より厳 密にいえば、上記課題で述べた要求が簡単な装置を 用いて充足されるような法則性に従って変化せしめられる。その際本発明による 方法は、受信された反射信号の新規な修正および新規な評価を含んでいる。修正 の点での特徴は、レーダ信号がバースト、すなわち周波数一定の部分から組立て られていることにあり、しかも所望の測定精度によって決定される数量のバース トで組立てられていることにある。最初の３つの測定工程では１２８個のバース トから組立てるのが有利であり、これに対して第４番目の測定に対しては３６個 のバーストから組立てるのが有利である。１つのバーストの時間的長さはほぼ２ ０μｓが合目的的である。この時間が経過した後、障害物で反射したすべての信 号が検出される。すなわち当該送信信号バーストの受信信号は、送信された信号 が純粋に正弦波形状であるので、振動状態にある。これにより、受信されたそれ ぞれの反射バーストの末端において、反射経過時間プロフィールの振動位相を含 むような走査値を取出すことができる。このことは、バーストの長さが２０μｓ であるとすると、走査周波数が５０ｋＨｚであり、比較的低く好ましいことを意 味している。 独立項の特徴部分に記載されているように、本発明による方法は、受信した反 射信号を処理する場合全部で４つの工程または測定を行なうものである。この場 合、最初の３つの測定は障害物の検知に用いられ、送信信号バーストの数量と、 距離・相対速度ウインドウの数量とによって与え られる。一方第４番目の測定では、最初の３つの測定において検出された、可能 性のある障害物から、（評価の際に生じた）実体のない障害物または見掛けの障 害物が除去され、その結果実際に存在する障害物に対するデータだけが以後処理 される。 次に、本発明の一実施例を添付の図面を用いて説明する。添付の図面のうち、 図１は本発明による方法にも使用できる公知のレーダ探知装置の基本構成を示す ものであり、他の図面は個々の工程と構成方法とを説明するためのグラフを示す ものである。 まず図１のブロック図を参照すると、この装置は、高周波部分またはマイクロ 波部分Ｈと、信号処理部分Ｓとに分けられる。電圧制御発振器（ＶＣＯ）は通常 のごとく連続的なマイクロ波信号（連続波）を発生させ、その周波数はたとえば 可変容量ダイオードを用いて数百ＭＨｚ以上にわたって制御・修正電圧ｆ（ｔ） に比例して変化させることができる。この発振器（ＶＣＯ）は、本発明による方 法においては、それぞれ周波数が一定の送信信号バーストを発生させるために用 いる。送信信号バーストは、カップラー２とサーキュラ３（その作動方向を矢印 で示した）とを介して送信・受信アンテナ４に達する。５は、走行軌道上におい てこの装置を搭載した車両の前方にある障害物である。送信信号バーストと反射 信号との経路を矢印で示した。 サーキュラ３は送信信号を受信された反射信号から分離 させ、その結果反射信号だけが直交混合器６の図の右側の入力に達する。一方左 側の入力には、カップラー２によって分離された送信信号が供給される。混合器 ６は、送信信号と受信信号との差分周波数を同相信号Ｉと直交位相信号Ｑとして 形成させる。これら２つの信号は、当初アナログ信号として存在する。すなわち 正弦波状の時間信号として存在する。アナログ・デジタル変換器７と８とにおい てデジタル信号ｙ_nへの変換が行なわれる。このデジタル信号ｙ_nは、その作動態 様に関して後述するデジタル信号プロセッサ９に送られる。デジタル信号プロセ ッサ９の出力１０、１１および１２からは、その都度の距離、相対速度、および 振幅、すなわち障害物の大きさに対する信号を取出すことができる。 パルス発生器１３に付設されている信号プロセッサ９は、コード発生器１４を 介して発振器１のための制御電圧ｆ（ｔ）を発生させるために用いる。 本発明による方法の以下の説明では、１２８メートルの距離範囲を１メートル の最小識別距離で検知するという条件を一例として想定する。同様に、検知され るべき相対速度範囲を１２８個のウインドウに分割するものとする。したがって １２８×１２８個のウインドウ処理が必要であるが、このことは、ほとんど是認 できないほど面倒な演算処理を生じさせるものではなく、また１０ｍｓｅｃ以上 の比較的長い演算時間を生じさせるものでもない。このため本 発明による方法においては、送信周波数ｆと時間ｔとの関係を示した図２によれ ば、障害物を検知するための３つの測定工程Ａ、ＢおよびＣと、見掛けの障害物 を除去するための第４番目の測定工程Ｄとが設定される。 既に述べたように、本発明による方法は、測定工程Ａ、ＢおよびＣで使用され るそれぞれ周波数一定の送信信号バーストを発生させて実施される。図２では、 この種の連続するバースト２０が図示されており、その継続時間Ｔ_Bは前記の想 定した例の場合２０μｓｅｃであり、この例の場合１ＭＨｚの周波数増分ｆ_{Inkr .} を決定する。同様に既に述べたように、この種の送信信号バースト２０を用い ると、振動位相での反射信号の評価を行なうことができる。 ４つの測定工程Ａ、Ｂ、ＣおよびＤはすべてシーケンス制御で行なわれる。す なわち図１の装置において、まず１２８個のすべてのバースト２０に対して測定 工程Ａが行なわれ、次に対応的に測定工程Ｂが行なわれ、以下順に測定が行なわ れる。測定工程Ａの間、発振器１は適当な制御電圧ｆ（ｔ）により次のように制 御される。すなわち最小周波数（この例の場合７７ＧＨｚ）から線形的に増分し て最大値（この例の場合７７．１２８ＧＨｚ）へ上昇する連続バースト２０を発 生させるように制御される。これに対して測定工程Ｂの間、発振器１は、最大周 波数を起点にして、勾配が逆向きの線型的な連続バーストを発生させる。その結 果、最終的には再び７７ＧＨｚの周波数に達する。一方 測定工程Ｃでは、１２８個のバーストの送信が行なわれる。これらバーストはす べて同一の周波数を有している。 最初の３つの測定工程Ａ、ＢおよびＣで受信された反射信号は、それぞれブラ ックマン余弦ウインドウで数値判定され、フーリエ変換部（ＦＦＴ）に入力され る。Ｍ．Ｉ．スコルニック著の「レーダ探知システム概論」、１９６２年、第８ ８頁で詳細に述べられているように、高い反射強度によって強調される障害物を 検知するための最初の２つの測定工程ＡとＢとにより、距離と相対速度とを同時 に測定することが可能になる。図９は、送信信号の変化３０と、受信した反射信 号の変化３１とを、周波数（ｆ）と時間（ｔ）との関係で示したグラフである。 Ｌはエコー継続時間であり、Δｆ_Dopplerはドップラー周波数である。これと周 波数の差Δｆ_upおよびΔｆ_downとから、相対速度と距離とに対しては次のような 関係があることがわかる。 Δｆ_Doppler＝(Δｆ_down−Δｆ_up)/２ Δ_Entf＝(Δｆ_down＋Δｆ_up)/２ この時点で測定工程Ｃは、上記の数学的関係に多義性があるために、複数の障 害物に対しては測定工程ＡとＢとは有用ではないことを考慮する。 受信した反射信号がフーリエ変換される３つの測定工程Ａ、ＢおよびＣに応じ て、この例では１２８個の「スペクトル値」が生じる。この場合フーリエ変換器 の出力処理に発生する際立った極大値は、障害物の反射によるものであ る。最初の測定工程と第２番目の測定工程とに対しては、図３に関連して示した 上記関係式が適用される。測定工程Ｃにおいては、極大値によって示される周波 数は二重周波数に等しい。速度・距離グラフ（図４）においては、３つの測定工 程Ａ、ＢおよびＣで検知された周波数を、互いに交差する直線群で示した。これ らの直線群はそれぞれ、考えられる障害物の位置を表わしている。曲線４０と４ １とは最初の測定工程Ａにかかわるものであり、直線４２と４３とは第２番目の 測定工程Ｂに、そして直線４４と４５と４６とは第３番目の測定工程Ｃにかかわ るものである。これら最初の３つの測定工程の測定結果を関連付けると、考えら れる障害物として、直線４０ないし４６の交点だけが問題になる。この場合、実 際の障害物は交点４７、４８および４９であり、一方前記測定結果の関連付けか ら明らかになった実体のない障害物は交点５０である。したがって最初のうちの 測定工程Ａ、ＢおよびＣは、本来の増分数に比べて減少した特定数の可能な障害 物に対するデータを提供するものであり、第４番目の測定工程Ｄによって、実体 のない障害物を除去することが可能である。 このことは、原理的には次のようにして起こなわれる。すなわち、測定工程Ａ 、ＢおよびＣにより交点として検出した考えられる障害物を、一定の周波数変調 または周波数コード化により、実際の障害物であるか、それとも実体のない障害 物であるかどうかを判定する。この場合、発振器 １により、時間的に連続する周波数ｆ_nのバーストが次の関係式に基づいて発生 させられる。 ｆ_n＝ｆ_τ＋ｆ_Inkr.・（Ａⁿｍｏｄ(Ｐ)） ｎ＝０…Ｎ−１、ただしＮ＝Ｐ−１ Ｐ＝素数 Ａ＝自然数であり、それぞれの長さＮに対して、Ｎが異なる係数を生じさせ るように選定されている。 ｆ_τ＝発振器の搬送周波数 ｆ_Inkr.＝周波数増分 ｍｏｄ＝モジュロ演算子 そして、それぞれ係数（Ａⁿｍｏｄ(Ｐ)）の１つに関係付けられる各反射バー ストの末端において、第４番目の受信信号として次の複素走査値を演算する。 次に、第４番目の測定工程で障害物に関係付けられた位 相φ_i;nと、図４の相対速度・距離グラフにおける交点４７、４８、４９および ５０の位相とを比較する。 理解を容易にするために、周波数コード化ｆ_nに対して次の数値例を想定する 。 Ｐ＝３７；Ｎ＝Ｐ−１＝３６；Ａ＝５； ｆ_T＝７７ＧＨｚ；ｆ_Inkr.＝１ＭＨｚ 個々の係数（Ａⁿｍｏｄ（Ｐ））は次のとおりである。 １；５；２５；１４；３３；１７；１１；１８；１６；６；３０；２；１０； １３；２８；２９；３４；２２；３６；３２；１２；２３；４；２０；２６；１ ９；２１；３１；７；３５；２７；２４；９；８；３；１５ これらの係数は１と３６との間のすべての自然数に対応し、かつすべて互いに 異なっている。周波数跳躍増分（ここでは１ＭＨｚ）を乗ずると、図２において 範囲Ｄで示した変調変化が得られる。それぞれの係数に対して周波数一定のバー ストが得られ、それぞれのバーストの末端において受信走査値が、図１において ＩとＱとで示した信号の形で得られる。しかし、第４番目の測定工程Ｄで得られ るバーストは、最初の３つの測定工程Ａ、ＢおよびＣで得られたバーストからず れていると、線形的なバースト列を形成しない。 係数（Ａⁿｍｏｄ（Ｐ））の特定の列は、レーダ探知システムでの適用に対し て重要な前提である、以下のごとき特別な数学的特性を持っている。 １．係数の列に０以外の任意の整数を乗じ、その結果をモジュロ演算により再 び１…Ｎの範囲にもたらすと、周期的にシフトされた列のバージョンが得られる 。上記の例を考えて見ると、この例で記載されている列に数２を乗じ、次にｍｏ ｄ（３７）によって再び１、…、３６の範囲にもたらすと、列２；１０；１３； ２８；２９；…が生じる。この列は、本来の列を周期的にシフトさせた列である 。 ２．係数列から、周期的にシフトされた前記列のバージョンを減じ、その結果 をモジュロ演算により再び１、…、Ｎの範囲にもたらすと、別の周期的にシフト された列のバージョンが得られる。たとえば、列１；５；２５；１４；３３；… から列２；１０；１３；２８；２９；…を減じると、これにより周期的にシフト されたバージョン３６；３２：１２；２３；４；…が生じる。 第４番目の測定工程Ｄの受信信号Ｙ_nに対する上記の形成法則から明らかなよ うに、この受信信号は、障害物での複数の反射工程を重畳したものから組立てら れている。これらの複数の反射工程は、異なる反射振幅ｋ_iによって数値判定さ れて受信され、それぞれ不連続な時間軸ｎに関して信号位相値φ_i;nを含んでい る。 φ_i;nの式に前記数値例を代入し、走査周波数が５０ｋＨｚであるとすると次 の式が得られる。 このようにして、距離または間隔を決定する最初の被加数は複素面内に配分さ れた位相を生じさせる。距離は定数としてこの位相の中に入っており、３６０゜ の位相の周期性によりモジュロ効果が発生するので、前記１の前提によれば、距 離に応じて、周期的にシフトされた位相列のバージョンが乗じる。 最初の３つの測定工程Ａ、ＢおよびＣによって得られた考えられる障害物は、 この時点で、反射振幅ｋ_iを取除いた１つの列に配列され、そして実体のない障 害物を除去するために、想定される距離・速度ベクトルにマッチした相関係数が 乗じられる。次に、以下のようにして個々の積が加算される。 まず、反射振幅が最大の障害物に対する相関値Ｗを演算する。 この相関関係式に基づいて、第４番目の測定工程Ｄの受信信号ｙ_nに、考えら れる障害物の中で反射振幅が最大の障害物に対応する共役複素列を乗じる。この ことは、対応する位相列が減算されることを意味する。実際の障害物の場合にだ け高い相関値Ｗが生じる。なぜなら、実際の障害物の場合にだけ受信位相列ｙ_n は位相一定の列に対する関係により取消されるからである。実体のない障害物の 場合 には、受信信号ｙ_nの中にこのような位相列は存在せず、相関関係による判定を 行なうと、考えられる他の障害物のゆえに、前記２に記載した数学的特性に従っ て周期的にシフトされた位相列のバージョンが生じる。このような位相分散ベク トルの和、すなわち相関値Ｗの和は小さく、したがって見掛けの障害物をこのよ うなものとして認知し、除去することができる。 図４のグラフでは、交点５０が除去され、残りの交点４７、４８および４９が 実際の障害物として処理される。これは次のようにして行なう。高い相関値Ｗを 持った交点、ここでは交点４７、４８および４９を検出した後、付属の仮想の第 ４の受信信号 を反復的に帰納推理し、第４番目の測定工程の受信信号ｙ_nからこの受信信号を 減算する。 この差は、２番目に大きな目標物の反射信号を含んでいるにすぎない。この処 置は、すでに述べたように反復的に行なわれ、その結果この新しい受信信号ｙ_{nn eu} に基づいて、この時点では最大の（全体では２番目に大きな）目標物に対する 相関検証が行なわれる。この処置は適宜反復される。 換言すれば、図４のグラフの交点に関係付けられる受信信号の位相をいわば逆 フーリエ変換に従って算出し、第４番目の測定工程Ｄの結果と比較するといって もよい。複素値が存在するので、この検証は相関関数に従って行なわれる。真正 な障害物が存在する場合にだけ、相関値はたとえば回答値３６を持つ。 測定工程Ａ、ＢおよびＣから検出されたすべての考えられる障害物を上記のよ うに反復して検証した後、第４番目の測定工程Ｄに従って、高い検出精度で実際 の障害物が提供される。見掛けの障害物に関する誤警報が生じる率は極めて少な い。 基本的には、前方に複数の障害物が存在する場合でも、第４番目の工程Ｄだけ で距離と相対速度とを決定してもよい。しかし、識別力を十分大きくしようとす れば、本発明による方法のリアルタイムでの適用が不可能なほど長い演算時間が 生じるであろう。このため、最初の３つの測定工程Ａ、ＢおよびＣにより、考え られる障害物の事前選択が行なわれ、このようにして数量を減らして第４番目の 測定工程Ｄが適用される。その結果得られる方法は、通常の能力のコンピュータ で十分であり、しかも障害物は短い評価時間で確実に検出することを補償するよ うな方法である。 精度をさらに向上させるため、以下に述べるような較正方法を適用することが できる。すなわち直交混合器６は複素信号Ｉ、Ｑを発生させるために２つの混合 器を含んでい るので、この複素信号が実質的に２つの作用によって変質していることがある。 すなわち、妨害信号によって生じる「オフセットエラー」と「直交成分エラー」 との作用である。 次に、オフセットエラーの発生と補正とに関して説明する。直交混合器６に供 給される送信信号の振幅、したがって直交混合器の混合器ダイオードの応答感度 は、制御電圧ｆ（ｔ）によって設定されるその都度の周波数に依存しており、し たがって送信信号も直接直交混合器６の出力に印加される。 この「妨害信号」は、本来の受信信号（すなわち反射信号）に比べて極めて強 く、よって検出されるべき目標物または障害物はいわば覆い隠されることになる 。両信号のレベルの相違は、目標物の大きさと距離とに応じて４０…１０００で ある。ここでは「妨害信号」を「オフセットエラー」ということにする。という のも、周波数が一定の場合、この妨害信号は、混合器ダイオードの出力信号の十 分定常的なオフセットとして生じるからである。 上記オフセットの変動範囲は、小さな振幅範囲を含んでいるにすぎない。さら に変動は大きな時定数（数分）を有しており、一方オフセットに重畳される受信 信号は、考慮した周波数の場合、どの測定でも推測統計学的な特性を持っている 。したがってオフセットエラーは、同一の周波数で多数の反射信号の平均値を形 成させることによって非常 に正確に決定することができる。この工程は、レーダシステムが作動していると きに行なうのが有利である。オフセットエラーが十分既知であれば、オフセット エラーを混合器出力信号Ｉ、Ｑから単純に減算するようにして、どの周波数に対 しても修正することができる。 ある特定の周波数の反射信号の平均値形成は、算術平均によって行なうのでは なく、指数関数的に減衰する過去評価ｗ（ｔ）で行なうのが有利である。過去評 価ｗ（ｔ）は図５において時間ｔとの関係で図示されている（横座標の値ｔ₁は 数分間の時間を意味する）。このように過去評価によって算出された平均値は、 算術平均に比べ、３つの利点を持っている。第１に、算出された平均値はエラー ドリフトに迅速に追従することができる。これは、新しい反射信号は古い反射信 号よりも判定のウエイトが大きいからである。第２に、この平均値はばらつきが 少ないことを特徴としている。これは、多数の信号のすべてが平均処理に寄与す るからである。第３に、このような過去評価は実現が容易なことである。ある特 定の周波数ｆで最後に算出した平均値が、この周波数ｆを反復する時点で、簡単 な帰納的規則によって更新される。以下では、この帰納的規則に関し説明する。 大部分は、同じ周波数での最後の平均オフセット値 Ｉｍ_neu(ｆ)の商部分に加算される。 図６は、較正工程全体を図式的に示したものである。この場合実数部分と虚数 部分とは周波数ｆに対して記載されている。この図の左側には、平均オフセット 値の減算による、混合器ダイオードからくる信号のオフセット修正０が象徴的に 図示されている。 図７から図１１までは、この較正の効果を示すものである。図７は、図２の測 定工程ＡないしＤにおける周波数の時間的変化を再度示したものである。直交混 合器６（図１を参照）は、たとえば距離４ｍの位置にある静止した障害物から、 較正しなければ図８と図９とに示したような信号変化を生じさせ、これに対して 前述した較正方法により、図１０と図１１とに図示した信号変化を生じさせる。 帰納的演算規則による平均オフセット値の実現化は、特定の周波数値（バース ト）が反復すれば常に行なうことができる。しかし、反復の継続時間は、図２の 選定された変調特性の点で異なっている。したがって実現化周期Ｔ_AKとして、１ つのレーダ像を評価するための個々の測定工程ＡないしＤ（図２を参照）に対す る全測定時間を選定して、すべての周波数が同一の条件で処理されるようにする 。定 数ｚは、指数関数的に減衰する過去評価のための所望の時定数τ_korr.に対応し て選定しなければならない。 ｚ＝Ｔ_AK／τ_korr. たとえば、レーダ評価の全測定時間が１０ｍｓであるとすると、帰納時定数が τ_korr.＝１０ｓであれば、値ｚ＝０．００１が得られる。すなわち現時点の平 均オフセットエラーは、古い平均オフセットエラーから９９．９％算出され、現 時点の受信信号の０．１％に加算される。 直交混合器６の直交成分エラーは、振幅および位相エラー成分によって特徴付 けられている。 まず、振幅エラーを考察すると、振幅エラーは同一の高周波供給電力における 直交混合器６の混合器ダイオードの応答感度の違いによって特徴付けられている 。振幅エラーを補正するために比Ｂ（ｆ）が重要である。比Ｂ（ｆ）はオフセッ ト補正に基づく実数部分と虚数部分との両平均値の商である。量Ｂ（ｆ）は周波 数に依存しているので、各周波数に対してオフセット補正する場合には、量Ｂ（ ｆ）がレーダシステムの作動中に決定される。 た指数関数的に減衰する過去評価の方法によって算出される。 振幅エラーを補正するため、検出したファクタＢ（ｆ）を虚数部分Ｉｍ（ｆ） に乗じる（図６を参照）。直交成分 の振幅エラーを補正した後、位相エラーが残る。位相エラーとは、混合器に供給 された２つの信号が位相値９０゜からずれていることを意味するものである。こ のような位相エラーの影響に関し、図１２を用いて説明する。 図１２は、一例として想定した受信信号の約１００００個の走査値を軌跡グラ フとして図示したものである。この場合、ある特定の反復する周波数に関する走 査値だけを選定した。距離が高周波数波長（約４ｍｍ）の微小部分以下に相当す る分だけ数分間以内に変化するほど、目標物は静止していないという前提に立て ば、比較的多数の受信信号は常に推測統計学的特性を有している。図１２の軌跡 グラフでは、推測統計学的特性は２次元のガウス雲の形で認められる。すなわち このような雲の、座標原点を通る任意の横断面は、１次元的に見てガウスの分布 密度関数を生じさせる。 図１２のグラフは同心的な「雲」を示しており、直交混合器６の出力部におい て位相エラーも振幅エラーもない外観を呈している。図１３のグラフは、直交混 合器に欠陥がある場合の結果を示している。長時間の観察によれば、雲は差し当 たり任意の方向軸を持った楕円形の形を呈している。これは、振幅エラーと位相 エラーとが存在するからである。前述の振幅補正によれば、位相エラーが残る。 この時点では楕円形の形は４５°の方向でのみ存在する（図１４を参照）。 楕円形の方向軸が最終的に４５゜の方向に位置するので、前記位相エラーを除 去するために受信値すべてを４５°回転させれば、楕円形の方向軸は９０゜の方 向に位置することになる。この回転は、図６に示すように直交成分を十字形に加 算または減算することにより行なわれる。この場合、信号の振幅は、√２だけ増 大するが、この振幅の変化は障害とならず、規格化定数として処理に取入れられ るにすぎない。 楕円形を４５゜回転させた後、実数部分の量平均値を虚数の量平均値で割るこ とで得られる商Ψ（ｆ）によって長辺値を決定することができるが、しかしこれ は振幅補正の場合の処置に対応していない。なぜなら、直交成分の位相エラーは ４５°の回転によって振幅エラーになったからである。それゆえ、位相エラーの 補正も、振幅エラーの補正に対応して虚数部分とファクタΨ（ｆ）との積によっ て行なわれる（図６を参照）。 図６には、Ａ／Ｄ変換器７と８とからくる信号ｙ_nを最終的なほぼ理想的な受 信信号Ｒｅ_korr.（ｆ）、Ｉｍ_korr.（ｆ）に補正するためのあらゆる補正処置が 図示されている。ここで問題なのは、個々の補正処置が相互に干渉するか、また はどの程度干渉するか、あるいは「規則的な振動」を発生させるかということで ある。 しかし、直交成分の振幅補正と位相補正とは互いに直交しているので、相互干 渉はしない。 しかし、オフセット補正と直交成分の補正とは互いに相手を妨害することがあ る。なぜなら、たとえばまだ補正されていないオフセットエラーが振幅補正に悪 影響を及ぼすことがあるからである。それゆえオフセット補正の場合には、時定 数τ_korr.の直交成分エラーの補正の場合よりもファクタ１０だけ低く設定する 。 このように本発明は車両とその前方にある複数個の障害物との距離および相対 速度を測定するためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法に係り、その際実際 の障害物と見掛けの障害物との確実な識別を、４つの工程（Ａ、Ｂ、ＣおよびＤ ）によって短い評価時間で達成するものである。最初の３つの工程（Ａ、Ｂおよ びＣ）の主な特徴は、それぞれ周波数一定のバースト２０を送信することにある 。バースト２０は周波数・時間グラフにおいては、線形的に上昇する列と、線形 的に下降する列と、周波数一定の線形的な列とを形成する。それぞれの反射バー ストの末端において、すなわち位相が転回するときに、複素走査値を検出し、そ して相対速度・距離グラフにおいて、考えられる障害物と、線形反射バースト列 から得られた直線の交点として検出する。次に、特別な相関性を用いてコンピュ ータ内で実体のない障害物を除去し、残っている障害物に対する受信値だけをさ らに処理する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 プラーゲ，ビルフリート ドイツ連邦共和国、デー―38312 オール ム、ガーテンシュトラーセ、10

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．車両と、走行方向においてその前方にある障害物との距離および相対速度を 測定するためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法であって、発振器により発 生させた送信信号を送信し、障害物で反射した信号を受信し、反射信号と送信信 号とを混合させて、同相信号と直交位相信号とを生じさせ、これらの信号を、障 害物の距離と相対速度とに対する出力信号に処理するようにした前記コンピュー タ処理方式レーダ探知方法において、最初の測定工程において、時間的に連続す るバーストにして、この順序で最小値から最大値へ線形的に増分的に上昇する周 波数を持ち、所望の解像度によって与えられる数量の前記バーストが発生するよ うに発振器を制御することと、次に第２番目の測定工程において、最大値から最 小値へ線形的に増分的に降下する周波数を持つバーストが発生するように発振器 を制御し、その際両測定工程において、それぞれの反射バーストの末端において 複素走査値を検出し、送信信号バーストと混合させることにより、障害物の距離 および相対速度に対する第１または第２の同相信号および直交位相信号（第１ま たは第２の受信信号）を獲得することと、次に第３番目の測定工程において、対 応するバーストであるが周波数が同一のバーストが発生するように発振器を制御 し、同様にそれぞれに反射バーストの末端において複素走査値を検出して、 送信信号バーストと混合させることにより、障害物の距離および相対速度に対す る第３の同相信号および直交位相信号（第３の受信信号）を獲得することと、す べての受信信号をフーリエ変換により相対速度および距離に依存する周波数値に 変換し、相対速度・距離グラフにおいて、互いに交差する３群の曲線を表示させ 、直線の交点を考えられる障害物と見なすことと、さらに実体のない障害物を除 去するため、第４番目の測定工程において、次に式 ｆ_n＝ｆ_T＋ｆ_Inkr.・（Ａⁿｍｏｄ（Ｐ）） （ｎ＝０、…、Ｎ−１、ただしＮ＝Ｐ−１、Ｐ＝素数 Ａ＝自然数であり、それぞれの長さＮに対して、Ｎが異なる係数を生じさせ るように選定されている。 ｆ_T＝発振器の搬送周波数 ｆ_Inkr.＝周波数増分 ） に従うような周波数ｆ_nを持つ時間的に連続するバーストが発生するように発 振器を制御し、さらに係数（Ａⁿｍｏｄ（Ｐ））に関係付けられるそれぞれの反 射バーストの末端において、第４の受信信号として次の複素走査値 を検出し、第４番目の測定工程において障害物に関係付けられる位相φ_i;nを 、相対速度・距離グラフ内の前記交点の位相と比較することとを含むことを特徴 とするコンピュータ処理方式レーダ探知方法。 ２．前記比較のために、交点を反射振幅（ｋ_i）が減少している列に配列させ、 振幅が最大の交点の共役複素位相を次の式 で与えられる第４の受信信号ｙ_nで補正し、このようにして得た補正値（Ｗ） が所定の値を下回っている交点を、実体のない障害物として除去し、これに対し て、高い補正値（Ｗ）を持った交点の検出から、架空の第４の受信信号 を反復的に帰納的に推理し、この受信信号を第４番目の測定工程の受信信号（ ｙ_n）から減算することを特徴とする、請求項１に記載のコンピュータ処理方式 レーダ探知方法。 ３．車両と、走行方向においてその前方にある障害物との距離および相対速度を 測定するためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法であって、発振器により発 生させた送信信号を送信し、障害物で反射した信号を受信し、反射信号と送信信 号とを混合させて、同相信号と直交位相信号とを生じさせ、これらの信号を、障 害物の距離と相対速度とに対する出力信号に処理するようにした前記コンピュー タ処理方式レーダ探知方法、特に請求項１または２に記載のコンピュータ処理方 式レーダ探知方法において、同相信号および直交位相信号（Ｉ、Ｑ）の中に含ま れている送信信号（「妨害信号」）を除去するため、まず、発振器（１）の制御 電圧（ｆ（ｔ））によって与えられるすべての周波数において受信した反射信号 の平均値を形成することにより妨害信号を検出し、次に同相信号および直交位相 信号（Ｉ、Ｑ）から減算することを特徴とするコンピュータ処理方式レーダ探知 方法。 ４．時間的に指数関数的に減衰する過去評価（Ｗ）により円滑な平均値形成を行 なうことを特徴とする、請求項３に記載のコンピュータ処理方式レーダ探知方法 。 Ｉｍ_neu(ｆ)）の一部とから帰納的に検出することを特徴とする、請求項３また は４に記載のコンピュータ処理方式レー ダ探知方法。 ６．妨害信号の検出を、所定の周波数を持った各バーストにおいて行なうことを 特徴とする、請求項１から５までのいずれかに記載のコンピュータ処理方式レー ダ探知方法。 ７．実際化の周期として、４つの測定工程（Ａ、Ｂ、ＣおよびＤ）に必要な測定 時間を選定することを特徴とする、請求項１または２または５または６に記載の コンピュータ処理方式レーダ探知方法。 ８．車両と、走行方向においてその前方にある障害物との距離および相対速度を 測定するためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法であって、発振器により発 生させた送信信号を送信し、障害物で反射した信号を受信し、反射信号と送信信 号とを混合させて、同相信号と直交位相信号とを生じさせ、これらの信号を、障 害物の距離と相対速度とに対する出力信号に処理するようにした前記コンピュー タ処理方式レーダ探知方法、特に請求項１から７までのいずれか１つに記載のコ ンピュータ処理方式レーダ探知方法において、混合によって得られた同相信号お よび直交位相信号（Ｉ、Ｑ）の直交成分エラーを補正するため、まずこのエラー の振幅成分エラーを、場合によっては妨害エラーを除去した後に、前記２つの信 号（Ｉ、Ｑ）の両平均値を形成することにより除去し、次に、直交エラーの位相 エラー成分を同相信号および直交位相信号（Ｉ、Ｑ）の位相回転により除去する ことを特徴とするコンピュータ処理方式レ ーダ探知方法。 ９．時間的に指数関数的に減衰する過去評価（ｗ（ｔ））により円滑な平均値形 成を行なうことを特徴とする、請求項８に記載のコンピュータ処理方式レーダ探 知方法。 １０．所定の周波数で実際化した新しい量値を、平均値形成によって検出した量 値と、新しい同相信号および直交位相信号（Ｉ、Ｑ）の量の一部とから、場合に よっては妨害エラーを除去した後に、帰納的に検出することを特徴とする、請求 項８または９に記載のコンピュータ処理方式レーダ探知方法。 １１．同相信号および直交位相信号（Ｉ、Ｑ）の両平均値の商に、場合によって は妨害エラーを除去した後に、直交位相信号（Ｑ）を乗じることを特徴とする、 請求項８から１０までのいずれかに記載のコンピュータ処理方式レーダ探知方法 。 １２．位相エラー成分を除去するため、同相信号と直交位相成分の間での十字形 状の加算または減算により位相を４５゜回転させ、次に同相信号および直交位相 信号（Ｉ、Ｑ）の両平均値の商に直交位相信号（Ｑ）を乗じることを特徴とする 、請求項８から１１までのいずれか１つに記載のコンピュータ処理方式レーダ探 知方法。 １３．妨害信号の除去と直交成分エラーの補正とを行なうようにした、請求項３ から１３までのいずれかに記載の方法において、妨害信号の除去よりも小さな時 定数で直交成 分エラーの補正を行なうことを特徴とするコンピュータ処理方式レーダ探知方法 。 １４．車両と、その前方にある複数の障害物との距離および相対速度を測定する ためのコンピュータ処理方式レーダ探知方法において、実際の障害物と見掛けの 障害物との確実な識別を、それぞれ周波数一定のバースト（２０）の送信により 短い走査時間で行ない、その際各反射バーストの末端において複素走査値を検出 することを特徴とするコンピュータ処理方式レーダ探知方法。