JPH0851390A

JPH0851390A - ダイバーシティ方式のｆｍ多重受信装置

Info

Publication number: JPH0851390A
Application number: JP6187592A
Authority: JP
Inventors: Kazutoshi Sasaki; 三利佐々木
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1994-08-09
Filing date: 1994-08-09
Publication date: 1996-02-20

Abstract

(57)【要約】【目的】多重帯域における周波数特性の差異を調整
し、ダイバーシティ切換え時のデータエラー発生を防
ぐ。【構成】アンテナ１，２で受信された信号は、それぞれ
チューナ３，４で増幅され復調される。チューナ３から
の出力信号は、比較制御回路６と切換スイッチ７の入力
端子とに与えられる。チューナ４からの出力信号は、比
較制御手段６と補償回路５とに与えられる。補償回路５
は、たとえば能動回路を用いた低周波増幅回路で実現さ
れ、チューナ４の出力信号の出力レベルまたは位相など
の周波数特性を正または負方向に調整し、チューナ３の
出力信号の周波数特性と一致させる。切換スイッチ７は
比較制御回路６で受信状態が良いと判断された一方のチ
ューナの出力信号をオーディオ回路やデコーダに入力す
るように接続を切換える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ダイバーシティ方式を
用いて、ＦＭ放送に多重されて送信される多重信号を受
信するダイバーシティ方式のＦＭ多重受信装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ多重放送は、ＶＨＦ帯のＦＭ放送に
図５の階層１に示すように、通常の放送番組用の信号に
斜線を施して示すデジタル信号による多重信号を付加
し、この多重信号によって種々の情報を伝達することが
できる。ここに紹介する１例のＦＭ多重放送では、ＯＳ
Ｉ(Open System Interconnection）参照モデルに従っ
て、階層１のフィジカル層の上に、階層２のリンク層、
階層３のネットワーク層、階層４のトランスポート層、
階層５のセッション層、階層６のプレゼンテーション層
および階層７のアプリケーション層がそれぞれ定められ
ている。階層１のフィジカル層としては、周波数スペク
トルが約７６ｋＨｚ±１０ｋＨｚで、１６ｋｂｉｔ／ｓ
のビットレートで、Ｌ−ＭＳＫ（Minimum Shift Keyin
g；最小推移キーイング）変調されて送信されることが
定められている。

【０００３】図６に従来技術を用いたＦＭ多重受信装置
のブロック図を示す。このＦＭ多重受信装置は、フェー
ジング現象などの影響が受けにくく、また車載用の受信
装置として好適なダイバーシティ方式が用いられてい
る。ダイバーシティ方式を用いた受信装置として、たと
えば車載用の受信装置として用いられるときには、車両
に搭載されるロッドアンテナや、後部窓ガラスに貼着さ
れた導電体から成るいわゆるガラスアンテナなどで実現
される複数のアンテナ５１，５２毎に受信手段としてチ
ューナ５３，５４を備える。このようなダイバーシティ
方式の受信装置は、車両の走行に伴う各アンテナ５１，
５２への入力感度、すなわち受信される電波の電界強度
の変化などに応じて、前記各アンテナ５１，５２の間に
電界強度の差がある場合、より良好な受信感度を得るた
めに、受信するアンテナ５１，５２を前記複数のチュー
ナ５３，５４間で切換える。

【０００４】図６（１）に示すように、アンテナ５１，
５２で受信された信号はそれぞれ別々に、チューナ５
３，５４に入力される。後述するようにチューナ５３，
５４でＦＭ復調された信号は、比較制御回路５５に入力
され、比較制御回路５５は受信状態が良好な信号を選択
し、切換スイッチ５６を切換制御する。オーディオ回路
５７およびデコーダ５８には、チューナ５３，５４のど
ちらか一方からの信号が選択されて入力される。オーデ
ィオ回路５７は、信号のうち通常の放送用の信号を音声
信号に変換し、スピーカ６２から音声として出力する。
デコーダ５８は信号のうち多重信号からデジタル信号を
復調し、そのデジタル信号をデータ処理回路５９に入力
する。データ処理回路５９は、操作手段６０から入力さ
れた命令に従ってデータを表示手段６１に表示する。

【０００５】また図６（２）は、図６（１）のチューナ
５３，５４の簡略化した電気的構成を示す。アンテナ５
１または５２で受信された信号は、高周波増幅回路６３
（以後、ＲＦ回路と称する）に入力される。ＲＦ回路６
３に入力された信号は増幅され、周波数変換回路６４で
局部発振器６５から出力された信号と混合され、２つの
信号の差の周波数の信号が中間周波フィルタ（以後、Ｉ
Ｆフィルタと称する）６６に入力される。ＩＦフィルタ
６６はたとえばバンドパスフィルタなどから成り、特定
の範囲内にある周波数の信号を濾波する。ＩＦフィルタ
６６で濾波された信号は、アンプ６７で増幅され、ＦＭ
検波回路６８で復調され、比較制御回路５５および切換
スイッチ５６に出力される。

【０００６】図７は、チューナ５３，５４の周波数特性
を示すグラフである。たとえば実線６９がチューナ５３
の出力を、１点破線７０がチューナ５４の出力をそれぞ
れ示している。チューナの出力レベル、位相などの周波
数特性はそれぞれ異なっており、その原因は特に各チュ
ーナ５３，５４内のＩＦフィルタ６６の濾波特性の違い
などにある。図７の領域ａはオーディオ信号の周波数帯
域を示し、領域ｂは多重信号の周波数帯域を示す。ＩＦ
フィルタ６６の濾波特性はＳ／Ｎ比や隣接妨害等を考慮
してある程度通過帯域となるように設定されており、そ
のカットオフ周波数が多重信号の周波数帯域である領域
ｂ内に位置することがある。このため２系統のチューナ
５３，５４の出力レベルや位相が領域ｂでは同一周波数
でも異なる。ダイバーシティ方式を用いて、受信状態に
よって２系統のチューナ５３，５４を切換えると、切換
わった瞬間の多重信号の検波出力波形のつながりが悪
く、その部分でデータエラーが発生する可能性がある。

【０００７】ダイバーシティ方式の各チューナの位相を
揃える第１の従来技術としては、特開平４−２０７８２
１が挙げられる。図８は、本従来技術の簡略化した電気
的構成を示す。主アンテナ７１で受信された信号は周波
数変換回路７２で局部発振器７３からの信号と混合さ
れ、その出力信号がＩＦフィルタで濾波されて分配器７
４に入力される。分配器７４に入力された信号（以後、
主信号と称する）は２分配され、一方は自動利得制御増
幅器（以後、ＡＧＣ増幅器と称する）７５を通って位相
検波器７６で絶対位相が検出される。また第１，第２副
アンテナ７７，７８で受信した信号も、主信号と同様
に、周波数変換回路７９，８０で周波数変換された後、
その出力信号（以後、第１、第２副信号と称する）は無
限移相器（以後、ＥＰＳと称する）８１，８２、分配器
８３，８４およびＡＧＣ増幅器８５，８６を通って位相
検波器８７，８８に加えられて絶対位相がそれぞれ検出
される。

【０００８】主信号と第１副信号の絶対位相はミキサ８
９に、主信号と第２副信号の絶対位相はミキサ９０にそ
れぞれ入力され、ここで主信号の位相を基準にして第１
および第２副信号の位相差を求め、対応する位相差信号
を制御部９１，９２に送出する。制御部９１，９２はこ
の位相差信号がたとえば０となるような無限移相器制御
信号（以後、ＥＰＳ制御信号と称する）を生成してＥＰ
Ｓ８１，８２に入力する。

【０００９】そこで、ＥＰＳ８１，８２はＥＰＳ制御信
号に従って第１，第２副信号の位相を主信号と同相とな
るように調整しながら、主信号と第１，第２副信号とを
合成器９３で合成する。

【００１０】また第２の従来技術としては、特開平３−
９７３２４が挙げられる。図９は本従来技術の簡略化し
た構成を示す。主アンテナ１０１および副アンテナ１０
２で受信された信号は、周波数変換回路１０３，１０４
で局部発振器１０５からの信号と混合され、中間周波数
に変換される。主アンテナ１０１からの信号は、分配器
１０６を経て、振幅偏差検出器１０７へ入力される。振
幅偏差検出器１０７は、この信号について周波数ｆ_-，
ｆ₀，ｆ₊ におけるレベルを検出してそれに比例した電
力を出力する。ここでｆ_-，ｆ₀，ｆ₊ はたとえば受信帯
域でのそれぞれ最低、中心、最高周波数である。ＩＦフ
ィルタ１０８，１０９，１１０はそれぞれ中心周波数が
ｆ₊，ｆ₀，ｆ_- であり、同様にＩＦフィルタ１１８，１
１９，１２０はそれぞれ中心周波数がｆ₊，ｆ₀，ｆ_- で
ある。

【００１１】第２制御器１１１は振幅偏差検出器１０７
の出力電圧を比較し、それらのうちで最低レベルの出力
電圧となる周波数に相当するＩＦフィルタが選択される
ようにスイッチ１１２，１１３，１２１，１２２を制御
する。分配器１０６を経て、主アンテナ１０１からの信
号は３つのＩＦフィルタのうち選択された１つのＩＦフ
ィルタで濾波されて、可変利得アンプ１１４でレベル一
定に制御され、ミキサ１１５に供給される。副アンテナ
１０２からの信号は無限移相器１１６、分配器１１７を
経て３つのＩＦフィルタ１１８，１１９，１２０のうち
選択された１つのＩＦフィルタで濾波されて可変利得ア
ンプ１２３でレベル一定に制御され、ミキサ１１５に供
給される。ミキサ１１５では入力信号の乗算を行い、双
方の入力信号が同相であるときに出力が最大振幅とな
る。第１制御器１２４はミキサ１１５からの出力信号の
振幅が最大となるように、無限移相器１１６を制御し、
合成器１２５で２つの系統からの信号を合成して、同相
合成波を得る。

【００１２】さらにまた第３の従来技術としては、特開
昭５６−１３６０３９が挙げられる。図１０は本従来技
術の簡略化した電気的構成を示す。本従来技術では、主
アンテナ１３１で受信したい信号を、副アンテナ１３２
で干渉波源からの信号を、それぞれ受信している。副ア
ンテナ１３２で受信した信号（以後、副信号と称する）
は、振幅位相制御回路１３３に入力される。振幅位相制
御回路１３３はたとえばベクトル変調器で実現される。
前記振幅位相制御回路１３３に入力された副信号は、電
圧積算器１３４，１３５の出力と、低周波発振器１３６
の出力とを、加算器１３７，１３８で加算した出力電圧
によって、主アンテナ１３１で受信した信号と逆位相と
なるように制御され、合成器１３９で主アンテナで受信
した信号と合成される。なお、加算器１３８に与えられ
る低周波発振器１３６の出力は、９０°移相器１４５に
よって９０°の位相差が与えられている。合成された信
号は周波数変換回路１４０で中間周波数の信号に変換さ
れ、ＩＦフィルタ１４１で干渉波周波数成分のみを取出
され、アンプ１４２で適当なレベルに増幅された後、包
絡線検波器１４３に入力される。包絡線検波器１４３で
出力信号の振幅を検出し、アンプ１４４で適当なレベル
に増幅する。アンプ１４４の出力を、低周波発振器１３
６の出力およびこれに９０°移相器１４５によって９０
°の位相差を与えた信号によって位相検波器１４６，１
４７においてそれぞれ位相検波を行い、位相検波器１４
６，１４７の出力を電圧積算器１３４，１３５に入力す
る。この電圧積算器１３４，１３５の出力によって制御
された振幅位相制御回路１３３の出力によって、本従来
技術では干渉波を抑圧している。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】図６に示す従来技術で
は、２系統のチューナ５３，５４のＩＦフィルタ６６の
濾波特性の差異などに基づき、切換え時に波形のつなが
りが悪く、データエラーが出る可能性がある。

【００１４】またダイバーシティ方式の受信についての
第１の従来技術では、受信装置が移動体に車載されるな
どして受信状態が変動するアンテナで受信した信号の位
相のみを補償するものであり、チューナ特性を補償する
ものではない。さらにまた第２の従来技術では、フェー
ジング等で特定の周波数のみのレベルが減少することを
補償し、第３の従来技術では副アンテナの出力によって
干渉波を排除するものである。これら従来技術は、ＩＦ
フィルタの濾波特性などに起因する多重信号についての
出力レベルまたは位相などの差を補償することはできな
い。

【００１５】本発明は、チューナの周波数特性に起因し
て、多重信号帯域に生じるチューナ間の特性の差異を調
整し、ダイバーシティ切換え時のデータエラー発生を防
ぐことのできるダイバーシティ方式のＦＭ多重受信装置
を提供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、複数系統のア
ンテナ入力からＦＭ検波出力までの受信手段を備え、各
受信手段からのＦＭ検波出力を比較して信号品質が良好
な系統の受信手段から受信信号を取出すように切換える
ダイバーシティ方式のＦＭ多重受信装置において、各系
統の受信手段間の周波数特性の差異を補償する補償手段
と、切換えて取出されたＦＭ検波出力から多重化された
デジタル信号を復調する復調手段とを含むことを特徴と
するダイバーシティ方式のＦＭ多重受信装置である。ま
た本発明は、前記補償手段は、１系統の受信手段を除い
て残余の系統の受信手段に個別的に挿入され、各補償手
段は、各系統の受信手段の周波数特性が、補償手段を挿
入しない前記１系統の受信手段の周波数特性と合致させ
られるように、補償対象となる特性を正および負の両方
向に調整可能であることを特徴とする。また本発明は、
２系統の受信手段と、補償対象となる特性を正または負
のいずれか一方向に調整可能な補償手段と、予め測定さ
れる各系統の受信手段の周波数特性に基づいて、周波数
特性間の差異を前記一方向の調整によって減少可能な方
の系統の受信手段に、前記補償手段を挿入するように切
換える切換手段とを含むことを特徴とする。

【００１７】

【作用】本発明に従えば、ダイバーシティ方式のＦＭ多
重受信装置では複数系統のアンテナからＦＭ検波出力ま
での受信手段を備え、各受信手段からのＦＭ検波出力を
比較して信号品質が良好な１系統の受信手段から受信信
号を取出すように切換える。各系統の受信手段間の周波
数特性の差異を補償する補償手段と、切換えて取出され
たＦＭ検波出力から多重化されたデジタル信号を復調す
る復調手段とを備えているので、常により良好な信号を
入力することができ、また各系統の受信手段間の周波数
特性の差異を調整することができるとともに、ＦＭ放送
波に多重されて送信されたデータ信号を復調し、利用す
ることができる。

【００１８】好ましくは前記補償手段は、１系統の受信
手段を除いて、残余の系統の受信手段に個別的に挿入さ
れる。各補償手段は各系統の受信手段の周波数特性を補
償手段を挿入しない前記１系統の受信手段の周波数特性
と合致するように、補償対象の特性を正または負の両方
向に調整することが可能なので、各受信手段の周波数特
性を揃えるのに必要な補償手段の数を減少させることが
できる。

【００１９】また好ましくは、前記受信装置には、２系
統の受信手段と、補償対象の特性を正または負のいずれ
か一方向に調整可能な補償手段と、予め測定される各系
統の受信手段の周波数特性に基づいて、周波数特性間の
差異を前記一方向の調整によって減少可能な一方の系統
の受信手段に前記補償手段を挿入するように切換える切
換手段とを備えるので、能動素子を使わない簡単な補償
手段を用いることができるとともに、必要な補償手段の
数を減少させることができる。

【００２０】

【実施例】図１は本発明の一実施例のＦＭ多重受信装置
のブロック図である。アンテナ１，２でそれぞれ受信さ
れた信号は、チューナ３，４に入力される。チューナ
３，４はたとえばスーパヘテロダイン方式が用いられ、
ＲＦ回路、周波数変換回路、局部発振器、ＩＦフィル
タ、アンプ、ＦＭ検波回路などから成り、図６（２）と
基本的に同等である。チューナ３，４に入力された信号
はＲＦ回路で増幅され、周波数変換回路で局部発振器か
らの出力信号と混合されて、２つの信号の差の周波数で
ある中間周波数の信号に変換される。この信号がＩＦフ
ィルタで濾波された後、アンプで増幅されて、ＦＭ検波
回路で復調されて出力される。チューナ３，４の出力信
号は、比較制御回路６に入力される。比較制御回路６
は、入力された２系統のチューナ３，４からの信号に基
づいて、Ｓ／Ｎ比やマルチパス歪みなどを検出し、受信
状態の良い方のチューナ３，４からの信号をオーディオ
回路などに出力するように、図示を省略する切換スイッ
チを切換制御する。

【００２１】チューナ３からの出力信号は、直接、切換
スイッチ７を介してデコーダ回路等に出力される。また
チューナ４からの出力信号は、補償回路５で信号の出力
レベルまたは位相などの周波数特性をチューナ３の周波
数特性に合わせるように調整されてから、切換スイッチ
７を介してデコーダ回路等に出力される。

【００２２】図２（１）は、図１の補償回路５の電気的
構成を示す回路図である。図１の補償回路５は、たとえ
ばオペアンプのような能動素子が用いられた回路となっ
ている。チューナ４からの信号を入力する入力端子は、
可変抵抗器Ｒ１の入力端子側に接続されている。可変抵
抗Ｒ１の可動片はコンデンサＣ１の一端に接続されてお
り、コンデンサＣ１の他端はオペアンプＯＰ１の反転入
力端子および可変抵抗器Ｒ１の中点に接続されている。
また、このオペアンプＯＰ１の非反転入力端子はアース
されている。オペアンプＯＰ１の出力端子と可変抵抗器
Ｒ１の出力端子側との接続点には抵抗Ｒ２の一端も接続
されている。抵抗Ｒ２の他端はオペアンプＯＰ２の反転
入力端子と抵抗Ｒ３の一端とに接続され、オペアンプＯ
Ｐ２の非反転入力端子はアースされている。オペアンプ
ＯＰ２の出力端子と抵抗Ｒ３の他端との接続点は、切換
スイッチ７への入力端子に接続される。また抵抗Ｒ２お
よび抵抗Ｒ３には抵抗値が等しいものが用いられてい
る。

【００２３】図２（２）および図２（３）は補償回路５
の周波数特性を示すグラフである。補償回路５は、図２
（１）に示すように、たとえば能動回路を用いた低周波
増幅回路となっている。回路の増幅度が３ｄＢ低下する
カットオフ周波数ｆ_c はコンデンサＣ１の電気容量Ｃと
可変抵抗器Ｒ１の入力端子側と、出力端子側との間の抵
抗値の半分の抵抗値Ｒを用いて表すと、

【００２４】

【数１】

【００２５】となる。コンデンサＣ１のリアクタンスが
抵抗値Ｒと同程度になるカットオフ周波数ｆ_c付近で
は、図２（２）および図２（３）に示すように、出力信
号のレベルおよび位相はそれぞれ変化する。

【００２６】すなわち、この回路の増幅度は、反転増幅
回路として、可変抵抗器Ｒ１の入力端子側の抵抗値Ｒ_l
と、出力端子側の抵抗値Ｒ_rとの比によって決定され
る。したがって、入力端子側の抵抗値Ｒ_lを出力端子側
の抵抗値Ｒ_rより小さく設定すると、増幅度は正方向に
増加するので、図２（２）の２点鎖線で示すような周波
数特性を示し、出力レベルは補償回路を挿入しない場合
よりも増加し、また出力信号の位相は図２（３）の２点
鎖線で示すように入力信号の位相よりも遅れる。逆に入
力信号側の抵抗値Ｒ_lを出力信号側の抵抗値Ｒ_rより大き
くすると、増幅度は負側に増加するので図２（２），
（３）の１点鎖線で示すような周波数特性を示し、出力
レベルを補償回路を挿入しない場合よりも減少し、また
出力信号の位相は入力信号の位相よりも進む。

【００２７】このようにして、補償回路５を２系統のチ
ューナのどちらか一方に予め組込むことによって、補償
回路５が組込まれたチューナ４の出力レベルまたは位相
などの周波数特性を補償回路が組込まれていないチュー
ナ３の周波数特性と一致するように正方向、負方向どち
らへも調整することができる。

【００２８】また本実施例では、能動素子を用いた回路
を用いたが、抵抗、コンデンサおよびコイルなどの受動
素子のみを用いた回路でもよく、またその他のＤＳＰな
どを用いた回路でもよい。さらに本実施例では可変抵抗
器Ｒ１が用いられているので、同一の構成の補償回路を
用いて、様々な周波数特性を持つチューナの出力信号を
調整することができる。

【００２９】図３は、本発明の他の実施例のＦＭ多重受
信装置のブロック図である。図１の実施例に対応する部
分には同一の符号を付し、説明は省略する。チューナ
３，４はディップスイッチまたはショート端子などで実
現される入替回路８に接続される。入替回路８は、２系
統のチューナのうちたとえば周波数特性の延びている一
方のチューナに補償回路５ａが挿入されるように接続を
切換える。補償回路５ａは、たとえば可変抵抗Ｒ４とコ
ンデンサＣ２とで構成されたローパスフィルタで実現さ
れ、周波数特性の延びている方のチューナの出力を抑え
る。

【００３０】図４は補償回路５ａを挿入したチューナ４
の周波数特性を示すグラフである。図４（１）は出力レ
ベル特性を示し、図４（２）は位相特性を示す。実線は
補償回路５ａを挿入する前のチューナ４の周波数特性を
示し、２点鎖線は補償回路５ａが挿入されたチューナ４
の周波数特性を示す。補償回路５ａで、可変抵抗器Ｒ４
の抵抗値をＲ₄、コンデンサＣ２の容量をＣ₂とすると、
補償回路５ａのカットオフ周波数は、

【００３１】

【数２】

【００３２】で表され、カットオフ周波数ｆより高い周
波数の信号は、図４（１）に示すように補償回路５ａを
通過すると出力レベルが減少する。また図４（２）に示
すように、補償回路５ａを通過する前の信号と、通過し
た後の信号との間には位相差が生じ、補償回路５ａを通
過した後の信号は補償回路５ａを通過する前の信号より
も位相が遅れている。

【００３３】このような補償回路５ａを入替回路８によ
って周波数特性の延びている一方のチューナに挿入する
ことによって、位相または出力レベルなどの周波数特性
を抑え、補償回路が挿入されていないもう一方のチュー
ナの周波数特性と一致させることができる。また可変抵
抗Ｒ４の抵抗値Ｒ₄が大きくなると、出力信号の出力レ
ベルまたは位相がより低く抑えられる。

【００３４】また本実施例では抵抗とコンデンサを用い
た回路を用いたが、コイルと抵抗を用いた回路でもよ
く、またその他の回路を用いてもよい。

【００３５】さらに本実施例では補償回路５ａに可変抵
抗器が用いられているので、同一の構成の補償回路を用
いて、様々なチューナの周波数特性を任意に調整するこ
とができる。

【００３６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、複数系統
のアンテナ入力からＦＭ検波出力までの受信手段を備
え、各受信手段からのＦＭ検波出力を比較して信号品質
が良好な１系統の受信手段からの受信信号を取出すよう
に切換えるダイバーシティ方式のＦＭ多重受信装置に、
各系統の受信手段間の周波数特性の差異を補償する補償
手段と、切換えて取出されたＦＭ検波出力から多重化さ
れたデジタル信号を復調する復調手段とを備えるので、
チューナを切換える際に各チューナの出力レベルまたは
位相などの周波数特性の違いによる多重信号のデータエ
ラーの発生を防ぐことができる。

【００３７】好ましくは前記補償手段は、１系統の受信
手段を除いて残余の系統の受信手段に個別に挿入され、
各補償手段は各系統の受信手段の周波数特性を補償手段
を挿入しない前記１系統の受信手段の周波数特性と合致
するように補償対象の特性を正または負の両方向に調整
することが可能なので、必要な補償手段の数を減少させ
てコストを減少させることができる。

【００３８】また好ましくは、前記受信装置は２系統の
受信手段と、補償対象の特性を正または負のいずれか一
方に調整可能な補償手段と、予め測定される各系統の受
信手段の周波数特性に基づいて、周波数特性間の差異を
前記一方向の調整によって減少可能な方の系統の受信手
段に前記補償手段を挿入するように切換える切換手段と
を備えるので、能動素子を使わない簡単な補償手段を容
易に実現することができ、コストダウンを図ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のＦＭ多重受信装置のブロッ
ク図である。

【図２】図１の補償回路５の回路図および周波数特性を
示すグラフである。

【図３】本発明の他の実施例のＦＭ多重受信装置のブロ
ック図である。

【図４】図３の補償回路５ａを挿入したチューナの周波
数特性を示すグラフである。

【図５】ＦＭ多重放送のプロトコルの階層構造を示す図
である。

【図６】従来技術を用いたダイバーシティ方式ＦＭ多重
受信装置のブロック図である。

【図７】図６のチューナ５３，５４の周波数特性を示す
グラフである。

【図８】従来技術を用いたダイバーシティ方式受信装置
のブロック図である。

【図９】従来技術を用いたダイバーシティ方式受信装置
のブロック図である。

【図１０】従来技術を用いたダイバーシティ方式受信装
置のブロック図である。

【符号の説明】

１，２アンテナ３，４チューナ５，５ａ補償回路６比較制御手段７切換スイッチ８入替手段

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数系統のアンテナ入力からＦＭ検波出
力までの受信手段を備え、各受信手段からのＦＭ検波出
力を比較して信号品質が良好な系統の受信手段から受信
信号を取出すように切換えるダイバーシティ方式のＦＭ
多重受信装置において、各系統の受信手段間の周波数特性の差異を補償する補償
手段と、切換えて取出されたＦＭ検波出力から多重化されたデジ
タル信号を復調する復調手段とを含むことを特徴とする
ダイバーシティ方式のＦＭ多重受信装置。
【請求項２】前記補償手段は、１系統の受信手段を除
いて残余の系統の受信手段に個別的に挿入され、各補償手段は、各系統の受信手段の周波数特性が、補償
手段を挿入しない前記１系統の受信手段の周波数特性と
合致させられるように、補償対象となる特性を正および
負の両方向に調整可能であることを特徴とする請求項１
記載のダイバーシティ方式のＦＭ多重受信装置。
【請求項３】２系統の受信手段と、補償対象となる特性を正または負のいずれか一方向に調
整可能な補償手段と、予め測定される各系統の受信手段
の周波数特性に基づいて、周波数特性間の差異を前記一
方向の調整によって減少可能な方の系統の受信手段に、
前記補償手段を挿入するように切換える切換手段とを含
むことを特徴とする請求項１記載のダイバーシティ方式
のＦＭ多重受信装置。