JPH0864439A - コンバータトランス - Google Patents
コンバータトランスInfo
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- JPH0864439A JPH0864439A JP6214349A JP21434994A JPH0864439A JP H0864439 A JPH0864439 A JP H0864439A JP 6214349 A JP6214349 A JP 6214349A JP 21434994 A JP21434994 A JP 21434994A JP H0864439 A JPH0864439 A JP H0864439A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 周波数制御のスイッチング電源において、広
い範囲の入力電圧の変動及び負荷電流の変動に対しても
出力電圧を安定させるトランスを提供する。 【構成】 中央磁脚（４）と磁脚（５、６）を有してい
る第１のＥ字型の鉄心（１）と、該第１の鉄心より長い
中央磁脚（８）及び磁脚（９、１０）を有している第２
のＥ字型の鉄心とが、中央磁脚（４、８）にギャップ
（Ｇ1 ）を有して互いに対抗した状態で当接され、中央
磁脚（４、８）に１次巻線コイル（Ｌ1 ）、２次巻線コ
イル（Ｌ2 ）が施されることによって形成されている。
また、ギャップ（Ｇ1 ）は１次巻線コイル（Ｌ1 ）の中
央近傍に設けられている。
い範囲の入力電圧の変動及び負荷電流の変動に対しても
出力電圧を安定させるトランスを提供する。 【構成】 中央磁脚（４）と磁脚（５、６）を有してい
る第１のＥ字型の鉄心（１）と、該第１の鉄心より長い
中央磁脚（８）及び磁脚（９、１０）を有している第２
のＥ字型の鉄心とが、中央磁脚（４、８）にギャップ
（Ｇ1 ）を有して互いに対抗した状態で当接され、中央
磁脚（４、８）に１次巻線コイル（Ｌ1 ）、２次巻線コ
イル（Ｌ2 ）が施されることによって形成されている。
また、ギャップ（Ｇ1 ）は１次巻線コイル（Ｌ1 ）の中
央近傍に設けられている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば電流共振型スイ
ッチング電源回路などに用いられるコンバータトランス
にかかわり、ワールドワイド入力に対応することができ
る電流共振型スイッチング電源回路に適用されるトラン
スに関するものである。
ッチング電源回路などに用いられるコンバータトランス
にかかわり、ワールドワイド入力に対応することができ
る電流共振型スイッチング電源回路に適用されるトラン
スに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は電流共振型コンバータ回路の一例
を示す図である。この図において、Ｅ1 は所定の直流電
圧ＶI を供給する直流電圧源を示し、Ｑ1 及びＱ2 は交
互にオン／オフ動作を繰り返すトランジスターなどで構
成されるスイッチング素子を示している。Ｔ11は巻線数
がＮP の１次巻線コイルＬ11と巻線数がＮS の二次巻線
コイルＬ12a 及びＬ12b で構成されているコンバータト
ランスを示している。ＴＮ１はトランスＴ11の１次巻線
コイルの接続端子を示し、ＴＮ２は２次巻線コイルの接
続端子を示している。
を示す図である。この図において、Ｅ1 は所定の直流電
圧ＶI を供給する直流電圧源を示し、Ｑ1 及びＱ2 は交
互にオン／オフ動作を繰り返すトランジスターなどで構
成されるスイッチング素子を示している。Ｔ11は巻線数
がＮP の１次巻線コイルＬ11と巻線数がＮS の二次巻線
コイルＬ12a 及びＬ12b で構成されているコンバータト
ランスを示している。ＴＮ１はトランスＴ11の１次巻線
コイルの接続端子を示し、ＴＮ２は２次巻線コイルの接
続端子を示している。
【０００３】Ｃ1 は共振コンデンサを示し、トランスＴ
11のリーケージインダクタンスと共に共振回路を構成し
ている。Ｄ1 、Ｄ2 は整流ダイオード、Ｃ2 は平滑コン
デンサを示しており、トランスＴ11の２次側に誘起され
る交番電圧を整流・平滑して所定の直流電圧ＶO を出力
するようになされている。
11のリーケージインダクタンスと共に共振回路を構成し
ている。Ｄ1 、Ｄ2 は整流ダイオード、Ｃ2 は平滑コン
デンサを示しており、トランスＴ11の２次側に誘起され
る交番電圧を整流・平滑して所定の直流電圧ＶO を出力
するようになされている。
【０００４】２１は出力電圧ＶO を検出する誤差検出回
路を示し、２２は所定の出力電圧ＶO が得られるように
検出回路２１の検出信号に基づいてスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のスイッチング周波数ｆSWを変化させて所定の
電圧ＶO となるように制御する制御回路を示している。
なお、２３はスイッチング電源に接続される負荷を示し
ている。
路を示し、２２は所定の出力電圧ＶO が得られるように
検出回路２１の検出信号に基づいてスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のスイッチング周波数ｆSWを変化させて所定の
電圧ＶO となるように制御する制御回路を示している。
なお、２３はスイッチング電源に接続される負荷を示し
ている。
【０００５】次に上記電流共振型コンバータ回路の動作
を簡単に説明する。まず、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
が交互にオン／オフ動作をすることによってトランスＴ
11の１次巻線コイルＬ11に交番電流が流れ、トランスＴ
11の１次側に交番電圧ＶP が発生する。このエネルギー
はトランスＴ11の結合を介して２次側に伝達され、２次
巻線コイルＬ12a 、Ｌ12b に２次側電圧ＶS が発生す
る。この２次側電圧ＶS はダイオードＤ1 、Ｄ2 、及び
コンデンサＣ2 によって整流・平滑され、出力電圧ＶO
として接続される負荷２３に供給されるようになされて
いる。また、この出力電圧ＶO は誤差検出回路２１で検
出され、制御回路２２によって所定の出力電圧ＶO とな
るようにスイッチング周波数ｆSWが制御されている。
を簡単に説明する。まず、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
が交互にオン／オフ動作をすることによってトランスＴ
11の１次巻線コイルＬ11に交番電流が流れ、トランスＴ
11の１次側に交番電圧ＶP が発生する。このエネルギー
はトランスＴ11の結合を介して２次側に伝達され、２次
巻線コイルＬ12a 、Ｌ12b に２次側電圧ＶS が発生す
る。この２次側電圧ＶS はダイオードＤ1 、Ｄ2 、及び
コンデンサＣ2 によって整流・平滑され、出力電圧ＶO
として接続される負荷２３に供給されるようになされて
いる。また、この出力電圧ＶO は誤差検出回路２１で検
出され、制御回路２２によって所定の出力電圧ＶO とな
るようにスイッチング周波数ｆSWが制御されている。
【０００６】図６は上記スイッチング動作において共振
コンデンサＣ1 及びトランスＴ11によって構成される共
振回路の共振インピーダンスＺとスイッチング周波数ｆ
SWの関係を示したものである。この図にみられるように
電流共振型コンバータ回路の場合、一般的に共振周波数
ｆ0 よりスイッチング周波数ｆSWが高くなると共振イン
ピーダンスＺが高くなり、トランスＴ11の１次巻線コイ
ルＬ11を流れる１次電流が減少することによって出力電
圧ＶO が低下するようなアッパーサイド制御とされてい
る。例えば定常動作時のスイッチング周波数をｆ1 に設
定し、出力電圧ＶO が低下した時は制御回路２２から出
力されるスイッチング周波数ｆSWを下げることにより定
電圧特性を持たせるようにされている。
コンデンサＣ1 及びトランスＴ11によって構成される共
振回路の共振インピーダンスＺとスイッチング周波数ｆ
SWの関係を示したものである。この図にみられるように
電流共振型コンバータ回路の場合、一般的に共振周波数
ｆ0 よりスイッチング周波数ｆSWが高くなると共振イン
ピーダンスＺが高くなり、トランスＴ11の１次巻線コイ
ルＬ11を流れる１次電流が減少することによって出力電
圧ＶO が低下するようなアッパーサイド制御とされてい
る。例えば定常動作時のスイッチング周波数をｆ1 に設
定し、出力電圧ＶO が低下した時は制御回路２２から出
力されるスイッチング周波数ｆSWを下げることにより定
電圧特性を持たせるようにされている。
【０００７】次に、図７（ａ）、（ｂ）は図５に示した
電流共振型コンバータ回路などに用いられている１次巻
線コイルＬ11と２次巻線コイル12が分割配置されたコン
バータトランスの断面図及び概要を示した図の一例であ
る。この図で１１、１２はトランスＴ11のコアを形成す
る鉄心であり、基礎鉄心１３から中央磁脚１４及びその
両側に磁脚１５、１６から形成されるＥ字型の同一形状
からなる抜き打ち鉄心である。
電流共振型コンバータ回路などに用いられている１次巻
線コイルＬ11と２次巻線コイル12が分割配置されたコン
バータトランスの断面図及び概要を示した図の一例であ
る。この図で１１、１２はトランスＴ11のコアを形成す
る鉄心であり、基礎鉄心１３から中央磁脚１４及びその
両側に磁脚１５、１６から形成されるＥ字型の同一形状
からなる抜き打ち鉄心である。
【０００８】また、鉄心１１、１２は互いに対抗した状
態で当接され、このとき鉄心１１、１２の中央磁脚１
４、１４間にはギャップＧ11が設けられている。そして
同図（ｂ）に示されているように端子ＴＮ１、ＴＮ１を
有する１次巻線コイルＬ11、及び端子ＴＮ２、ＴＮ２を
有する２次巻線コイルＬ12が施されてトランスＴ11が形
成されている。
態で当接され、このとき鉄心１１、１２の中央磁脚１
４、１４間にはギャップＧ11が設けられている。そして
同図（ｂ）に示されているように端子ＴＮ１、ＴＮ１を
有する１次巻線コイルＬ11、及び端子ＴＮ２、ＴＮ２を
有する２次巻線コイルＬ12が施されてトランスＴ11が形
成されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記したよ
うな電流共振型コンバータ回路は原理的に高効率、低ノ
イズという利点を備えているが、上述したように周波数
の制御方式はアッパサイド制御とされているため、例え
ば入力電圧ＶI が小さく、負荷２３に流れる電流が大き
い場合、出力電圧ＶO が低下して、スイッチング周波数
ｆSWは低い周波数になる。そして、スイッチング周波数
ｆSWが共振周波数ｆ0 以下になると出力電圧ＶO を制御
することができなくなる。
うな電流共振型コンバータ回路は原理的に高効率、低ノ
イズという利点を備えているが、上述したように周波数
の制御方式はアッパサイド制御とされているため、例え
ば入力電圧ＶI が小さく、負荷２３に流れる電流が大き
い場合、出力電圧ＶO が低下して、スイッチング周波数
ｆSWは低い周波数になる。そして、スイッチング周波数
ｆSWが共振周波数ｆ0 以下になると出力電圧ＶO を制御
することができなくなる。
【００１０】また逆に、例えば入力電圧ＶI が大きく、
負荷２３に流れる電流が小さい場合、出力電圧ＶO が上
昇するためスイッチング周波数ｆSWは高い周波数にな
る。そして、スイッチング周波数ｆSWが高くなるにした
がい、低い周波数の時は問題にならなかったスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 （例えばバイポーラトランジスタな
ど）の特性であるストレージタイムによってスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン／オフ動作の制御が不能にな
り、やはり出力電圧ＶO を制御することができなくな
る。すなわち、広い範囲の入力電圧の変動及び負荷電流
の変動に対して出力電圧を安定化することが難しいとい
う欠点があった。
負荷２３に流れる電流が小さい場合、出力電圧ＶO が上
昇するためスイッチング周波数ｆSWは高い周波数にな
る。そして、スイッチング周波数ｆSWが高くなるにした
がい、低い周波数の時は問題にならなかったスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 （例えばバイポーラトランジスタな
ど）の特性であるストレージタイムによってスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン／オフ動作の制御が不能にな
り、やはり出力電圧ＶO を制御することができなくな
る。すなわち、広い範囲の入力電圧の変動及び負荷電流
の変動に対して出力電圧を安定化することが難しいとい
う欠点があった。
【００１１】このため、従来のワールドワイド（100V±
20％〜240V±20％) の電圧が入力されるテレビジョン受
像機などの電子機器では電流共振型スイッチング電源回
路を適用することができず、例えば１００Ｖ系（１５０
Ｖ以下）の入力電圧の整流回路と、２００Ｖ系（１５０
Ｖ以上）の入力電圧の整流回路、及びこれらを切り替え
る切替回路を設ける必要がありコスト低減の阻害要因と
なっていた。
20％〜240V±20％) の電圧が入力されるテレビジョン受
像機などの電子機器では電流共振型スイッチング電源回
路を適用することができず、例えば１００Ｖ系（１５０
Ｖ以下）の入力電圧の整流回路と、２００Ｖ系（１５０
Ｖ以上）の入力電圧の整流回路、及びこれらを切り替え
る切替回路を設ける必要がありコスト低減の阻害要因と
なっていた。
【００１２】本発明はこのような問題点を解決するため
になされたものであって、電流共振型コンバータ回路な
どのコンバータトランスの１次巻線コイルを直列共振の
インダクタンスとして利用する周波数制御方式のスイッ
チング電源回路においても、広い範囲の入力電圧変動、
及び負荷電流変動に対して出力電圧が安定化されるよう
なコンバータトランス提供するものである。
になされたものであって、電流共振型コンバータ回路な
どのコンバータトランスの１次巻線コイルを直列共振の
インダクタンスとして利用する周波数制御方式のスイッ
チング電源回路においても、広い範囲の入力電圧変動、
及び負荷電流変動に対して出力電圧が安定化されるよう
なコンバータトランス提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】開磁路を形成するコアの
一部に１次巻線と２次巻線を施し、前記１次巻線が巻回
されているコア領域の中心部に磁気ギャップが形成され
ている。また、前記２次巻線は１次巻線に隣接して並置
されている。
一部に１次巻線と２次巻線を施し、前記１次巻線が巻回
されているコア領域の中心部に磁気ギャップが形成され
ている。また、前記２次巻線は１次巻線に隣接して並置
されている。
【００１４】
【作用】上記のようにトランスを構成すると、トランス
の１次巻線コイルの巻線数と、２次巻線コイルの巻線数
の比が最大となり、周波数制御とされるスイッチング電
源回路において、小さいスイッチング周波数の変化で広
い入力電圧の変動、及び負荷電流の変動に対して出力電
圧を安定させることができる。
の１次巻線コイルの巻線数と、２次巻線コイルの巻線数
の比が最大となり、周波数制御とされるスイッチング電
源回路において、小さいスイッチング周波数の変化で広
い入力電圧の変動、及び負荷電流の変動に対して出力電
圧を安定させることができる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明のトランスの一例の概要と、電
流共振型コンバータ回路に適用した場合について、従来
のトランスと比較しながら説明する。図１の（ａ）、
（ｂ）は本実施例のトランスの断面及び概要を示した一
例であり、この図で１、２はトランスＴ1 をコアを形成
する鉄心であり、鉄心１は基礎鉄心３から中央磁脚４及
びその両側の磁脚５、６から形成されるＥ字型の抜き打
ち鉄心である。
流共振型コンバータ回路に適用した場合について、従来
のトランスと比較しながら説明する。図１の（ａ）、
（ｂ）は本実施例のトランスの断面及び概要を示した一
例であり、この図で１、２はトランスＴ1 をコアを形成
する鉄心であり、鉄心１は基礎鉄心３から中央磁脚４及
びその両側の磁脚５、６から形成されるＥ字型の抜き打
ち鉄心である。
【００１６】また、鉄心２は基礎鉄心７から中央磁脚８
及びその両側の磁脚９、１０から形成されるＥ字型の抜
き打ち鉄心であり、中央磁脚８及びその両側の磁脚９、
１０は鉄心１を形成している中央磁脚４及び磁脚５、６
より長いものである。
及びその両側の磁脚９、１０から形成されるＥ字型の抜
き打ち鉄心であり、中央磁脚８及びその両側の磁脚９、
１０は鉄心１を形成している中央磁脚４及び磁脚５、６
より長いものである。
【００１７】そして、鉄心１、２は互いに対抗した状態
で当接され、このとき鉄心１、２の中央磁脚４、８間に
はギャップＧ1 が設けられている。そして同図（ｂ）に
図示されているように端子ＴＮ1 、ＴＮ1 を有する１次
巻線コイルＬ1 、及び端子ＴＮ2 、ＴＮ2 を有する２次
巻線コイルＬ2 が施されてトランスＴ1 が形成されてい
る。
で当接され、このとき鉄心１、２の中央磁脚４、８間に
はギャップＧ1 が設けられている。そして同図（ｂ）に
図示されているように端子ＴＮ1 、ＴＮ1 を有する１次
巻線コイルＬ1 、及び端子ＴＮ2 、ＴＮ2 を有する２次
巻線コイルＬ2 が施されてトランスＴ1 が形成されてい
る。
【００１８】また１次巻線コイルＬ1 と２次巻線コイル
Ｌ2 は適当なリーケージインダクタンスが得られるよう
に分割配置されているが、鉄心１の中央磁脚４及び鉄心
２の中央磁脚８に設けられているギャップＧ1 の位置は
１次巻線コイルＬ1 の中央近傍に設けるようにしてい
る。
Ｌ2 は適当なリーケージインダクタンスが得られるよう
に分割配置されているが、鉄心１の中央磁脚４及び鉄心
２の中央磁脚８に設けられているギャップＧ1 の位置は
１次巻線コイルＬ1 の中央近傍に設けるようにしてい
る。
【００１９】次に、図２にトランスの１次巻線コイルの
インダクタンスＬP を縦軸に、ギャップの位置を横軸に
した時のグラフを示す。この図でＮP はトランスの１次
巻線コイルの巻線数を示し、例えば本実施例のトランス
Ｔ1 の巻線数をＮP1とすると、トランスのギャップの位
置と１次巻線コイルのインダクタンスＬP の関係は実線
で示すような曲線となる。また、トランスＴ11の巻線数
をＮP2（ＮP2＜ＮP1）とすると、トランスのギャップの
位置と１次巻線コイルのインダクタンスＬP の関係は破
線で示すような曲線となる。
インダクタンスＬP を縦軸に、ギャップの位置を横軸に
した時のグラフを示す。この図でＮP はトランスの１次
巻線コイルの巻線数を示し、例えば本実施例のトランス
Ｔ1 の巻線数をＮP1とすると、トランスのギャップの位
置と１次巻線コイルのインダクタンスＬP の関係は実線
で示すような曲線となる。また、トランスＴ11の巻線数
をＮP2（ＮP2＜ＮP1）とすると、トランスのギャップの
位置と１次巻線コイルのインダクタンスＬP の関係は破
線で示すような曲線となる。
【００２０】この図から図示したようなコイル配置の
時、１次巻線コイルのインダクタンスＬP は、ギャップ
の位置を１次巻線コイルのほぼ中央ｌ1 にした場合、最
小値をとることがわかる。すなわち例えば必要な１次巻
線コイルのインダクタンスの値をＬP1とした場合、イン
ダクタンスＬP1を得るのにギャップの位置を１次巻線コ
イルのほぼ中央ｌ1 に配置することにより、その巻線数
ＮP を最大にすることができる。しかし、ギャップをコ
アの中心ｌ2 にすると同一のインダクタンス値ＬP1とす
るために、より少ない巻線数ＮP2になる。
時、１次巻線コイルのインダクタンスＬP は、ギャップ
の位置を１次巻線コイルのほぼ中央ｌ1 にした場合、最
小値をとることがわかる。すなわち例えば必要な１次巻
線コイルのインダクタンスの値をＬP1とした場合、イン
ダクタンスＬP1を得るのにギャップの位置を１次巻線コ
イルのほぼ中央ｌ1 に配置することにより、その巻線数
ＮP を最大にすることができる。しかし、ギャップをコ
アの中心ｌ2 にすると同一のインダクタンス値ＬP1とす
るために、より少ない巻線数ＮP2になる。
【００２１】従って、本実施例のトランスＴ1 のように
１次巻線コイルの中央ｌ1 の近傍にギャップを設けて所
定のインダクタンスＬP となるようにした場合の巻線数
は最大値ＮP1となり、従来のトランスＴ11のようにトラ
ンス全体の中央の位置ｌ2 にギャップを設けて所定のイ
ンダクタンスＬP となるようにした場合の巻線数ＮP2と
比較して多くなることがわかる。
１次巻線コイルの中央ｌ1 の近傍にギャップを設けて所
定のインダクタンスＬP となるようにした場合の巻線数
は最大値ＮP1となり、従来のトランスＴ11のようにトラ
ンス全体の中央の位置ｌ2 にギャップを設けて所定のイ
ンダクタンスＬP となるようにした場合の巻線数ＮP2と
比較して多くなることがわかる。
【００２２】次に本実施例のトランスを図５に示す電流
共振型コンバータ回路に適用した場合について、従来の
トランスを適用した場合と比較して説明する。図３は図
５に示す電流共振型コンバータ回路のトランスの１次巻
線コイルの巻線数ＮP と、１次巻線にかかる電圧ＶP 、
出力電圧ＶO との関係を示した図である。但し、図３は
本実施例のトランスＴ1 の１次巻線コイルの巻線数
ＮP1、ギャップがコアの中心となるようにした従来のト
ランスＴ11の１次巻線コイルの巻線数ＮP2（ＮP1＞
ＮP2）として、トランスのみ入れ替えて測定した結果で
ある。また、制御回路２２から出力されるスイッチング
周波数ｆsw、負荷２３に流れる電流、２次巻線コイルの
巻線数ＮS 、１次巻線コイルのインダクタンスＬP は一
定、スイッチング周波数ｆSWは系の共振周波数よりも高
いアッパサイド制御とする。
共振型コンバータ回路に適用した場合について、従来の
トランスを適用した場合と比較して説明する。図３は図
５に示す電流共振型コンバータ回路のトランスの１次巻
線コイルの巻線数ＮP と、１次巻線にかかる電圧ＶP 、
出力電圧ＶO との関係を示した図である。但し、図３は
本実施例のトランスＴ1 の１次巻線コイルの巻線数
ＮP1、ギャップがコアの中心となるようにした従来のト
ランスＴ11の１次巻線コイルの巻線数ＮP2（ＮP1＞
ＮP2）として、トランスのみ入れ替えて測定した結果で
ある。また、制御回路２２から出力されるスイッチング
周波数ｆsw、負荷２３に流れる電流、２次巻線コイルの
巻線数ＮS 、１次巻線コイルのインダクタンスＬP は一
定、スイッチング周波数ｆSWは系の共振周波数よりも高
いアッパサイド制御とする。
【００２３】図３から例えば電流共振型コンバータ回路
から所定の電圧Ｖ01を出力するのにトランスの１次巻線
コイルの巻線数ＮP が大きいほうが（ＮP1＞ＮP2）１次
巻線にかかる電圧ＶP も（ＶP1＞ＶP2）高くなることが
わかる。
から所定の電圧Ｖ01を出力するのにトランスの１次巻線
コイルの巻線数ＮP が大きいほうが（ＮP1＞ＮP2）１次
巻線にかかる電圧ＶP も（ＶP1＞ＶP2）高くなることが
わかる。
【００２４】次に図４はスイッチング周波数ｆSWを変化
させた時にトランスの１次巻線コイルにかかる電圧ＶP
との関係を示した図である。ここで曲線ａは図５に示す
入力電圧ＶI が最大でかつ負荷２３に流れる電流が最小
の場合、曲線ｂは入力電圧ＶI が最小でかつ負荷２３に
流れる電流が最大の場合のスイッチング周波数ｆSWと電
圧ＶP の関係をシュミレーションによって求めた曲線で
ある。
させた時にトランスの１次巻線コイルにかかる電圧ＶP
との関係を示した図である。ここで曲線ａは図５に示す
入力電圧ＶI が最大でかつ負荷２３に流れる電流が最小
の場合、曲線ｂは入力電圧ＶI が最小でかつ負荷２３に
流れる電流が最大の場合のスイッチング周波数ｆSWと電
圧ＶP の関係をシュミレーションによって求めた曲線で
ある。
【００２５】出力電圧ＶO を一定値に保つためには、入
力電圧及び負荷電流が変動してもトランスの１次巻線コ
イルにかかる電圧ＶP を一定に保つ必要がある。例えば
１次巻線コイルの巻線数がＮP1の時は電圧値をＶP1、巻
線数がＮP2の時は電圧値をＶP2に安定させる必要があ
る。
力電圧及び負荷電流が変動してもトランスの１次巻線コ
イルにかかる電圧ＶP を一定に保つ必要がある。例えば
１次巻線コイルの巻線数がＮP1の時は電圧値をＶP1、巻
線数がＮP2の時は電圧値をＶP2に安定させる必要があ
る。
【００２６】上記図４から、１次巻線コイルにかかる電
圧をＶP1またはＶP2に安定させるためには、上述したシ
ュミレーションで求めた曲線ａ及びｂの入力電圧及び負
荷電流の最大変動範囲内でスイッチング周波数ｆSWを図
に示すようにそれぞれΔｆ1及びΔｆ2 の範囲内で変化
させて制御すれば良いことになる。
圧をＶP1またはＶP2に安定させるためには、上述したシ
ュミレーションで求めた曲線ａ及びｂの入力電圧及び負
荷電流の最大変動範囲内でスイッチング周波数ｆSWを図
に示すようにそれぞれΔｆ1及びΔｆ2 の範囲内で変化
させて制御すれば良いことになる。
【００２７】ところがスイッチング周波数ｆSWは上述し
たように高い周波数になるとオン／オフ制御が不能とな
るため、その変化量Δｆが小さくても入力電圧及ぶ負荷
電流の変動に対して電圧ＶP が一定になることが望まし
い。即ちこのグラフからも、Δｆ1 ＜Δｆ2 であること
は明らかであり、トランスの１次巻線コイルにかかる電
圧ＶP を高い電圧ＶP1に制御したほうが、電圧ＶP2で制
御するよりも、小さいスイッチング周波数ｆSWの変化Δ
ｆ1 で電圧ＶP を一定に保つことが可能となる。
たように高い周波数になるとオン／オフ制御が不能とな
るため、その変化量Δｆが小さくても入力電圧及ぶ負荷
電流の変動に対して電圧ＶP が一定になることが望まし
い。即ちこのグラフからも、Δｆ1 ＜Δｆ2 であること
は明らかであり、トランスの１次巻線コイルにかかる電
圧ＶP を高い電圧ＶP1に制御したほうが、電圧ＶP2で制
御するよりも、小さいスイッチング周波数ｆSWの変化Δ
ｆ1 で電圧ＶP を一定に保つことが可能となる。
【００２８】以上のことから１つの共振条件を設定しト
ランスの１次巻線のインダクタンスＬP をある値に定め
た時、１次巻線ＮP を大きく設定できるようにすること
が好ましい。そのため、トランスのギャップを１次巻線
の中央近傍に配置し１次巻線コイルの巻線数を最大にし
て２次巻線コイルの巻線数との比を（Ｎp ／Ｎs ）最大
となるようにすると、小さいスイッチング周波数ｆSWの
変化で広い入力電圧及び負荷変動に対しても出力電圧が
安定した共振型コンバータが可能となる。
ランスの１次巻線のインダクタンスＬP をある値に定め
た時、１次巻線ＮP を大きく設定できるようにすること
が好ましい。そのため、トランスのギャップを１次巻線
の中央近傍に配置し１次巻線コイルの巻線数を最大にし
て２次巻線コイルの巻線数との比を（Ｎp ／Ｎs ）最大
となるようにすると、小さいスイッチング周波数ｆSWの
変化で広い入力電圧及び負荷変動に対しても出力電圧が
安定した共振型コンバータが可能となる。
【００２９】尚、実施例は電流共振型コンバータ回路の
コンバータトランスに使用する場合について説明したが
本発明のコンバータトランスは１次巻線を直列共振のイ
ンダクタンスとして利用する周波数制御方式のスイッチ
ングコンバータ回路全てに適用することが可能である。
コンバータトランスに使用する場合について説明したが
本発明のコンバータトランスは１次巻線を直列共振のイ
ンダクタンスとして利用する周波数制御方式のスイッチ
ングコンバータ回路全てに適用することが可能である。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のように１
次巻線が巻回されているコア領域の中心部に磁気ギャッ
プが形成されるように構成することによって、元来、高
効率、低ノイズという面で他の方式よりも優れていた周
波数制御方式のスイッチングコンバータの入力電圧及び
負荷変動に対する制御範囲を広げることが可能となり非
常に有用である。また、ワールドワイド入力の電子機器
に対しても、トランスの１次巻線を直列のインダクタン
スとして利用する周波数制御方式のスイッチングコンバ
ータで制御することが可能となるため、従来必要であっ
た入力の整流回路、及び切替回路等が不要となり大幅な
部品点数の削除及び原材料比の削減が可能となる。
次巻線が巻回されているコア領域の中心部に磁気ギャッ
プが形成されるように構成することによって、元来、高
効率、低ノイズという面で他の方式よりも優れていた周
波数制御方式のスイッチングコンバータの入力電圧及び
負荷変動に対する制御範囲を広げることが可能となり非
常に有用である。また、ワールドワイド入力の電子機器
に対しても、トランスの１次巻線を直列のインダクタン
スとして利用する周波数制御方式のスイッチングコンバ
ータで制御することが可能となるため、従来必要であっ
た入力の整流回路、及び切替回路等が不要となり大幅な
部品点数の削除及び原材料比の削減が可能となる。
【図１】トランスの外観及び断面を示す図である。
【図２】トランスのギャップの位置とインダクタンスの
関係を示した図である。
関係を示した図である。
【図３】電流共振型コンバータのトランスの１次側電圧
と出力電圧の関係を示した図である。
と出力電圧の関係を示した図である。
【図４】電流共振型コンバータの入力電圧及び負荷変動
に対するスイッチング周波数と１次側電圧の関係を示し
た図である。
に対するスイッチング周波数と１次側電圧の関係を示し
た図である。
【図５】電流共振型コンバータの一例を示した図であ
る。
る。
【図６】電流共振型コンバータの制御周波数を説明する
図である。
図である。
【図７】従来のトランスの外観及び断面を示す図であ
る。
る。
１、２ 鉄心 ３、７ 基礎鉄心 ４、８ 中央磁脚 ５、６、９、１０ 磁脚 Ｇ ギャップ
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 9375−5Ｅ Ｈ０１Ｆ 31/00 Ｒ
Claims (3)
- 【請求項１】 開磁路を形成するコアの一部に１次巻線
と２次巻線を施し、 前記１次巻線が巻回されているコア領域の中心部に磁気
ギャップが形成されていることを特徴とするコンバータ
トランス。 - 【請求項２】 前記２次巻線は１次巻線に隣接して並置
されていることを特徴とする請求項１に記載のコンバー
タトランス。 - 【請求項３】 前記コンバータトランスは電流共振型ス
イッチング電源回路に適用されることを特徴とする請求
項１乃至２に記載のコンバータトランス。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6214349A JPH0864439A (ja) | 1994-08-17 | 1994-08-17 | コンバータトランス |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6214349A JPH0864439A (ja) | 1994-08-17 | 1994-08-17 | コンバータトランス |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2006222024A Division JP2006324696A (ja) | 2006-08-16 | 2006-08-16 | ワールドワイド電流共振型コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0864439A true JPH0864439A (ja) | 1996-03-08 |
Family
ID=16654302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6214349A Pending JPH0864439A (ja) | 1994-08-17 | 1994-08-17 | コンバータトランス |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0864439A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102782780A (zh) * | 2010-03-25 | 2012-11-14 | 松下电器产业株式会社 | 变压器 |
| CN102867618A (zh) * | 2012-09-29 | 2013-01-09 | 华北电力大学 | 磁通分流式调压变压器 |
| JP2016143844A (ja) * | 2015-02-04 | 2016-08-08 | 株式会社タムラ製作所 | トランス及びスイッチング電源装置 |
| US10249430B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-02 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| US10262789B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-16 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| US20210313107A1 (en) * | 2020-04-01 | 2021-10-07 | Hamilton Sundstrand Corporation | Thermal management of planar transformer windings and cores |
-
1994
- 1994-08-17 JP JP6214349A patent/JPH0864439A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102782780A (zh) * | 2010-03-25 | 2012-11-14 | 松下电器产业株式会社 | 变压器 |
| CN102867618A (zh) * | 2012-09-29 | 2013-01-09 | 华北电力大学 | 磁通分流式调压变压器 |
| JP2016143844A (ja) * | 2015-02-04 | 2016-08-08 | 株式会社タムラ製作所 | トランス及びスイッチング電源装置 |
| US10249430B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-02 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| US10262789B2 (en) | 2016-07-05 | 2019-04-16 | Tamura Corporation | Transformer and switched-mode power supply apparatus |
| US20210313107A1 (en) * | 2020-04-01 | 2021-10-07 | Hamilton Sundstrand Corporation | Thermal management of planar transformer windings and cores |
| JP2021163971A (ja) * | 2020-04-01 | 2021-10-11 | ハミルトン・サンドストランド・コーポレイションHamilton Sundstrand Corporation | ２カードアセンブリ、および２カードアセンブリの組立方法 |
| US12260979B2 (en) * | 2020-04-01 | 2025-03-25 | Hamilton Sundstrand Corporation | Thermal management of planar transformer windings and cores |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030909 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060816 |