JPS5864514A

JPS5864514A - 電源装置

Info

Publication number: JPS5864514A
Application number: JP16313381A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村; Hiroshi Sakamoto; 博坂本
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1981-10-13
Filing date: 1981-10-13
Publication date: 1983-04-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、１次コイル及び２次コイルがトランス結合さ
れ、この１次コイル及び２次コイルに対して磁束が直交
するような磁束制御用の制御コイルが設けられたトラン
スを有して成る電源装置に関する。

従来電源装置として第１図に示す如きものが提案されて
いる。

即ち、第１図において、（１）は例えば１００■の商用
交流電源を示し、この商用交流電源（１）は電源スイッ
チＳ工及び抵抗器を介して整流回路（３）に接続される
。整流回路（３）の出力側は平滑用のコンデンサ（４）
を介して接地されると共に接続スイッチＳ２、安定化用
のチョークコイル（５）及びトランス（６）の１次コイ
ルＮ□の直列回路を介してスイッチング素子を構成する
ｎｐｎ形トランジスタ（力のコレクタに接続される。こ
の接続スイッチＳ２は電源スィッチＳ１と連動して、電
磁装置（２）によジオンオフ制御される。また、トラン
ジスタ（力のエミッタは接地され、このトランジスタ（
力のコレクタはダンノ４−ダイオード（８）及び共振用
のコンデンサ（９）の並列回路を介して接地される。

寸だ、トランス（６）には１次コイルＮ１．２次コイル
Ｎ２と共に共振コイルＮＢが巻装される。この励振コイ
ルＮＢの一端はコンデンサ００）と抵抗器（１１）及び
ダイオード０渇の直列回路との並列回路を介してこのト
ランジスタ（力のベースに接続され、他端は接地される
。また、整流回路（３）の出力側は起動用の抵抗器（１
■を介してトランジスタ（７）のベースに接続される。

また、トランス（６）の２次コイルＮ２の中点は接地さ
れると共にこの２次コイルＮ２の両端間に共振用のコン
デンサ０４）が接続され、この２次コイルＮ２は２個の
ダイオードよりなる両波整流回路（１５）に接続される
。この整流回路（１！９の出力側は平滑用のコンデンサ
（Ｉｆｊを介して接地されると共に、この出力側に負荷
０７）が接続される。

また、この出力側に得られる直流出力電圧Ｅｏは制御回
路０→に供給され、この制御回路（１梯においては、こ
の直流出力電圧Ｅｏの大きさを検出して制御電流ＩＣが
出力され、この制御電流ＩＣがトランス（６）の制御コ
イルＮＣに供給される。

ここで、トランス（６）は、例えば第２図に示すような
構造のものを用いており、一対の磁気コア（２０）　。

（２υけ、例えば正方形あるいは長方形の板状のコア基
部（６Ｅ）と、その四隅から直交する方向に延長され、
かつ、互いに等しい断面積の磁脚（６Ａ）　、　（６Ｂ
）　。

（６Ｃ）　、　（６Ｄ）を有し、コア（２０、（２１）
は、磁脚（６Ａ）　。

（６Ｂ）　、　（６Ｃ）　、　（６Ｄ）と（６Ａ）　、
　（６Ｂ）　、　（６Ｃ）　、　（６１））とが端部を
もって互いに接するように対向され、従って、全体とし
て立方体ないし、直方体となるように組み立てられてい
る。なお、コア＋２０）　、　（２１）は例えばフェラ
イト材で形成されている。

そして、このコア（２０の磁脚（６Ｂ）　、　（６Ｄ）
にまたがって１次コイルＮ１及び励振コイルＮＢが巻装
され、このコア（２０の磁脚（６Ａ）　、　（６Ｃ）に
またがって２次コイルＮ２が巻装され、またコア（２０
の磁脚（６Ａ）　。

（６Ｂ）にまたがって制御コイルＮｃが巻装されている
。この場合、コイルＮ、、Ｎ２及びＮＢは夫々トランス
結合となシ、コイルＮ、　、　Ｎ２及びＮＢとＮＣとは
直交結合となる。このときのコイルＮ□とＮ２トノ結合
係数は０．５〜０．６程度とされている。

このようなトランス（６）の磁束分布状態は第３図Ａ、
Ｈに示される。即ち、コイルＮ工の励磁電流を１１、コ
イルＮ２の発振電流をＩ２、コイルＮ２から取り出され
る負荷電流をＩＬ％　コイルＮＢから取り出される電流
をＩＢとすれば、通常ＮＢ／Ｎｌ言０．１でＩＢ　（Ｉ
□なので起磁力ＮＢＩＢは無視され、従って、このトラ
ンス（６）の全起磁力ＮＩは、ＮＩ＝Ｎ、Ｉ□＋Ｎ２Ｉ
２−Ｎ２ＩＬ　　　　　・・・・・・・・・・・・・・
・（１）となる。そして、この起磁力ＮＩにより出力電
圧の正の半サイクル期間に生じる磁束を＋φＳ（第３図
Ａ）、負の半サイクル期間に生じる磁束を一φ８（第３
図Ｂ）とし、また、制御コイルＮｃとこれに流れる制御
電流Ｉｃによって生じる磁束をφ。とすれば、正の半サ
イクル期間（第３図Ａ）には、磁脚（６Ａ）　、　（６
Ｄ）において磁束φ８とφ。とが減じ合い、磁脚（６Ｂ
）　、　（６Ｃ）においては磁束φ８とφ。とが加え合
い、負の半サイクル期間（第３図Ｂ）には逆の関係とな
る。

したがって、第４図のＢ−Ｈ特性（磁化特性）における
、正の半サイクル期間のピーク時点における磁脚（６Ａ
）　、　（６Ｄ）の動作点は点ａとなシ、磁脚（６Ｂ）
　、　（６Ｃ）の動作点は点すとなシ、負の半サイクル
期間のピーク時点における磁脚（６Ｂ）　、　（６Ｃ）
の動作点は点Ｃとな）、磁脚（６Ａ）　、　（６Ｄ）の
動作点は点ｄとなる。したがって、磁脚（６Ａ）　、　
（６Ｄ）の動作領域は矢印（ＩＡ）の区間と々シ、磁脚
（６Ｂ）　。

（６Ｃ）の動作領域は矢印（ＩＢ）の区間となり、正の
半サイクル期間の出力電圧Ｅｏは、点ａの磁脚（６Ａ）
　。

（６Ｄ）の磁束密度子ＢＳで決まり、負の半サイクル期
間の出力電圧Ｅｏは、点Ｃの磁脚（６Ｂ）　、　（６Ｃ
）の磁束密度−Ｂｓで決まることになる。

そして、この点ａ、Ｃは磁束φ。により変化し、磁束φ
。は制御電流ＩＣで変化するので、電流ＩＣを制御すれ
ば、出力′電圧Ｅｏを制御できることに々る。

この第１図に示す電源装置においては、トランス（６）
の２次コイルＮ２と並列にコンデンサ（１荀が接続され
て並列共振回路が附加されているが、これは、最大負荷
電力の増大、制御感度の向上及びトランスの小形軽量化
を図るだめのものである。この共振回路の系は第５図に
示す如き等価回路で表わされる。この第５図において、
Ｔはトランジスタ（力によるスイッチ、Ｃｒはコンデン
サ（９）のキヤ・卆シタンス、　Ｌ５　ハ５−ヨークコ
イル（５）のインダクタンス、Ｅｉは入力電圧、即ち平
滑用のコンデンサ（４）の両端電圧、Ｌ□は１次コイル
Ｎ□のインダクタンス、Ｌ２は２次コイルＮ２のインダ
クタンス、Ｍは相互インダクタンス、Ｃ５はコンデンサ
（１４）のキャノクシタンス、ＲＬは負荷（Ｉ７）の抵
抗値である。この等何回路より共振周波数ｆ０は、で求められる。尚、出力電圧の実効値Ｅｏは、μ０は真
空透磁率、μ０は実効透磁率）である。

この第１図例に示す電源装置においては、電源スィッチ
Ｓ□を接続することで、起動用の抵抗器０［有］によっ
て自励発振が確立して定常状態となり、安定した動作が
始まる。

ところで、この起動時にあっては、トランス（６）は制
御前であるから、励振コイルＮＢのインピーダンスが低
く、スムーズな自励発振の起動のために、この起動用の
抵抗器（１■の抵抗値を比較的小としてトランジスタ（
力のペースに起動電流を比較的大きく流すようになされ
ている。したがって、この起動用の抵抗器（１９におけ
る電力損失が大きい。

また、接続スイッチＳ２がない場合、電源スィッチＳ１
の非導通時には、平滑用のコンデンサ（４）の放電に応
じて１次巻線Ｎ１のインダクタンスが高くなシ、自励発
振周波数が可聴周波数に低下して、トランス（６）及び
チョークコイル（５）から、いわゆる”チュー音”が発
生する。したがって、この第１図例に示す電源装置にお
いては、上述したように電源スィッチＳ□と連動する接
続スイッチＳ２が設けられており、例えば２回路１接点
の電磁パワーリレーが必要となる・第６図は、この第１図に示す電源装置において、定常状
態における自励発振回路の各都電圧及び電流波形を示す
ものである。第６図Ａは励振コイルＮＢに誘起する交流
電圧を示すものであるが、励振コイルＮＢは１次コイル
Ｎ工と密に結合されるため振幅が常に一定に制御された
定電圧源である。また、第６図Ｂ、Ｃ，Ｄ及びＥは、夫
々トランジスタ（力のペース電流ＩＢ、トランジスタ（
力のコレクタ電流ＩＱ、ダンパーダイオード（８）を流
れるダン・ぐ−電流ＩＤ及びトランジスタ（力のコレク
タ電圧■ｃを示すものである。

この場合、第６図Ｂに示すように、トランジスタ（力の
ペース電流ＩＢの波形が理想的でないことから、種々の
弊害を来たしている。即ち、トランジスタ（力の順バイ
アス時は、第７図に矢印で示すように、ｖＢ→コンデン
サα０→トランジスタ（力及びｖＢ→抵抗器Ｑｌ）→ダ
イオード（１渇→トランジスタ（力の経路でペース電流
ＩＢが供給されるが、ＶＢが負から正に極性が反転する
ときに過大なコンデンサ充電電流ＩＢＰが流れ、その後
は小さな電流ＩＢＩが供給される。ここで、ＩＢＰ　＞
　ＩＢＩであるためトランジスタ（７）の導通時間は、
はとんどこの電流ＩＢＰに依る蓄積キャリヤによって決
定される。つまり、このトランジスタ（力の導通時間は
、トランジスタ（力の蓄積時間のバラツキで変動する。

このトランジスタ（７）の導通時間が変動すると、自励
発振周波数が変動することになり、ひいては上述（３）
式において角周波数ωが変動し、出力電圧Ｅｏの変動を
来たしてしまう欠点がある。

また、電流ＩＢＩが小さくトランジスタ（力の導通時の
終了間際に飽和電圧が増大することから、順方向飽和抵
抗による損失が大きい欠点がある。

一方、トランジスタ（７）の逆・ぐイアス時は、第８図
に矢印で示すように、コンデンサ００）→ｖＢ→トラン
ノスタ（力及びコンデンサ（ＩＩ→抵抗器（１１）→ダ
イオード０シの経路で逆バイアス電流が流れ、トランジ
スタ（力を非導通とさせるのであるが、上述した順方向
バイアス時初期に流れる電流ＩＢＰにはトランジスタ（
力の定格から制限があり、コンデンサ（ＩＱＩの容量の
増加が制限されることとなり、従ってこの逆バイアス電
流ＩＢ２は比較的小レベルである。そのため、トランジ
スタ（７）の下降時間が長くなって、このときのコレク
タ損失が増加する欠点がある。

本発明は、上述した種々の欠点を除去するようにしたも
のである。

以下、第９図を参照しながら本発明による電源装置の一
実施例について説明しよう。この第９図において第１図
と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省
略する。

本例においては、整流回路（３）の出力側は、トランス
（６）の１次コイルＮ□及びチョークコイルＮ５（５’
）の直列回路を介してトランジスタ（７）のコレクタに
接続される。また、励振コイルＮＢは、チョークコイル
Ｎｓが巻装されている磁気コアにチョークコイルＮｓと
同極性で巻装される。この場合のチョークコイルＮｓと
励振コイルＮＢとの巻回数比はｍ：１とされる。そして
、との励振コイルＮＢの一端は接地され、その他端はダ
ンピング抵抗器（２渇、チョークコイル（２■及びコン
デンサ（ハ）の直列共振回路を介してトランジスタ（力
のペースに接続される。また、このトランジスタ（力の
ペースはダイオード（ハ）のカソードに接続され、その
アノードは接地される。

このダイオード（イ）は、インピーダンスの高い、いわ
ゆる低周波ダイオードを使用するを可とする。

その他は第１図例と同様に構成されている。

この第９図例においても、電源スィッチＳ１を接続する
ことで、起動用の抵抗器（Ｉ３）を介してトランジスタ
（力にペース電流が供給されて起動される。

第１０図は、この第９図に示す電源装置において定常状
態における自動発振回路の各都電圧及び電流波形を示す
ものである。第１０図Ａは励振コイルＮＢに誘起する電
圧ｖＢを示すものである。この電圧ｖＢは、励振コイル
ＮＢとチョークコイルＮｓとの巻回数比が１：ｍである
ことから、で表わされ、入力電圧Ｊの変動で変化する。

ここで■Ｎ１は１次コイルＮ□に誘起する電圧である。

また、第１０図Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ及びＨは、夫々
共振電圧Ｖｄ　、共振電流■Ｂ′、トランジスタ（７）
　（ｉＤペース電流”Ｂｚ　ダイオードに）を流れる電
流■ＤＢ１トランジスタ（力のコレクタ電流ＩＱ、ダン
パーダイオード（８）を流れる電流ＩＤ及びトランジス
タ（力のコレクタ電圧Ｖｃを示すものである。

この第９図例においては、直列共振回路が設けられると
共にトランジスタ（力のペース・エミッタ間にダイオー
ド（ハ）が接続されているので、トランジスタ（７）の
ペース電流ＩＢは、第１０図りに示すように理想的な形
となる。即ち、自励発振が起動用の抵抗器Ｑ階によって
起動して定常状態となった後、トランジスタ（力の順）
々イアス時には第１１図Ａに矢印で示す経路で・ぐイア
スミ流が流れる。このときの等価回路は第１１図Ｂに示
され、電源ｖＢで駆動される′ＲＸＪＣ直列共振回路で
ある。この図において、ＬＢ′＝　ＬＮＢ　＋　ＬＢ　
（ＬＮＢは励振コイルＮＢのインダクタンス、ＬＢはチ
ョークコイルＱ３のインダクタンス）であり、Ｒ）３’
　＝　ＲＢ＋ΔＲ（ＲＢはダンピング抵抗器（２）の抵
抗値、ΔＲはトランジスタ（力のペース・エミッタ飽和
抵抗）であ’）、ＣＢはコンデンサ（ハ）のキャノｆシ
タンスである。

一方、トランジスタ（７）の逆バイアス時には、第１２
図Ａに矢印で示す経路でバイアス電流が流れる。このと
きの等価回路は第１２図Ｂで示され、これも、電源ｖＢ
で駆動されるＲＬＣ直列共振回路である。この図におい
て、ＲＢ’　＝　”Ｂ＋ΔＲ／　（ダイオード（ハ）の
飽和抵抗）である。

ここで、ΔＲキΔＲ′とすると、Ｒｉ−Ｒ”となり、第
１１図Ｂ及び第１２図Ｂに示すＲＩ、Ｃ直列共振回路は
等しいものとなる。この共振回路のインピーダンス２は
、Ｚ　＝　ｆＪ３’　＋　Ｊ　（ωＩ４　１／ωｃＢ　）
　　　−−・−・−・（５）で示され、共振電流ＩＢ′
は、で表わされ、第１０図Ｃに示すように電圧ｖＢ′と位相
差θを有するものとして示される。そして、この共振回
路の共振周波数ｆ。′は、で表わされる。尚、この共振周波数ｆ。′は、上述した
、（２）式に示す並列共振系の共振周波数ｆ。と略等し
く々るように設定される。

また、第１３図Ａ、Ｂは、共振電流より′の振幅の共振
曲線及び共振電流■Ｂ′と共振電圧ＶＢ′との位相特性
を示すものである。第１３図Ａから明らかなように抵抗
器（２功の値ＲＢを大きくして、抵抗値拘′を大きくす
ると、カーブが平坦となり、直列共振回路を構成する部
品のバラツキに対して有利となる。

また、入力電圧Ｅｉが小さくなると、（４）式よシｖＢ
が小となるので、（６）式よシ共振電流■Ｂ′も小さく
なる。

結局、このように、（２）式に示す系の共振周波数ｆｏ
と略等しい共振周波数ｆ。′を有する共振電流■Ｂ′が
、抵抗器（２つ、チョークコイル（ハ）及びコンデンサ
（ハ）よりなる直列共振回路に流れるので、トランジス
タ（力のベースには第１０図りに示す如き、理想的な波
形のペース電流ＩＢが流れる。即ち、ＶＢが負から正に
極性が反転するときに過大な電流が流れることはなく、
シかもその後はそれ程小さな電流が供給されるものでも
なく、また逆バイアス電流ＩＢ２が大レベルなものとな
る。

なお、この第９図例に示す電源装置においては、負荷が
変動する場合、あるいは入力電圧が変動する場合、上述
したように制御コイルＮＣに供給される制御電流ＩＣが
制御され、上述した（３）式における相互インダクタン
スＭが制御されることで定電圧特性を示すようになされ
る。この場合、系の並列共振周波数ｆ。（（２）式で求
められる）は変動するが、励振巻線ＮＢはチョークコイ
ルＮｓの巻装された磁気コアに巻装されたもので、その
インダクタンスＬＮＢは常に一定であり、上述した（動
式に示す自励発振周波数ｆ。′は不変である。例えば、
入力電圧が一定で負荷が変動する場合において、負荷が
軽くなると、相互インダクタンスＭが減少して系の共振
周波数ｆ。Ｂｆｏｌに変動するが直列共振周波数ｆ。′
（キｆ。）は不変である。したがって、この場合、第１
４図に示すように、出力特性はＰ□からＰ２に変化し、
０点で制御される。

以上述べた如く、本発明による電源装置によれば、良好
な定電圧特性を有すると共に、スイッチング素子を構成
するトランジスタのペース電流が理想的なものとなるの
で、従来この種の電源装置の欠点である順方向飽和抵抗
による損失、下降時間によるスイッチング損失が減少し
、また、このトランジスタの蓄積時間のバラツキにょる
自励発振周波数のバラツキが改善される。

また、本発明による電源装置によれば、電源スィッチＳ
０のオフ時における過渡状態でも自励発振周波数ｆ。′
は不変であるので、このとき、トランス（６）及びチョ
ークコイルＮ５（５′）から、いわゆる１チユー音”が
発生することはない。従って、従来のように電源スィッ
チＳ□と連動する接続スイッチ８２等を設ける必要がな
い。まだ、励振コイルＮＢのインピーダンスが高いので
起動用の抵抗器（１３）の抵抗値を高くすることが可能
で、この抵抗器０■における損失を小とすることができ
る。

また、励振コイルＮＢがトランス（６）に設けるもので
ないから、その分だけ、このトランス（６）を小型軽量
化でき、ひいては装置全体の小型軽量化が図られる。

実験によれば、全負荷９７Ｗを供給するのに、コアの磁
脚の断面積　　　　　　　８×８閣２１次コイルＮ０の
巻回数　　　　　　２７回２次コイルＮ２の巻回数　　
　　　　２７×２回励振コイルＮＢの巻回数　　　　　
　　２回チョークコイル（５）のインダクタンスＬ５　
　　５６０μＩ（チョークコイル（２東のインダクタン
スＬ８　　　２７μＨコンｒンサ（ハ）のキヤ、！シタ
ンスＣＢ　　　　０．２２μＦダンピング抵抗器（２り
の抵抗値ＲＢ　　　　　　２．７Ωコンデン？（１４）
＋７）キャノ母シタンスＣ５Ｏ，０１６μＦコンｒン？
　（９）のキヤ、？シタンスＣｊ　　　　５６００　ｐ
Ｆの状態において、最大負荷（９７Ｗ）、入力電圧ＡＣ
９０Ｖのとき自励発振周波数ｆ。′が３５ｋＨｚで、Ａ
Ｃ１２０Ｖのとき自励発振周波数ｆ。′が３４ｋＨ２で
定電圧動作する。この場合、自励発振周波数ｆ。′は僅
か１　ｋＩ−Ｉｚ低下するが、これは、トランジスタ（
刀の蓄積時間の影響で、ＡＣ入力が高くなると、ペース
電流ＩＢが増加してトランジスタ（刀の蓄積時間が長く
なるからである。また、同等の負荷及び発振周波数で、
入力電力差によって電力損失を比較すると、従来の装置
の場合、起動用の抵抗器（１３）の損失はＯ，Ｓ　Ｗ　
（抵抗値＝２２にΩ）であったのに対し、本発明による
電源装置の場合、起動用の抵抗器０３）の損失は０．０
５　Ｗ　（抵抗値＝　３３０　ｋΩ）であシ、スイッチ
ング損失の低減は２．５Ｗであった。

また、第１５図は、本発明の他の実施例を示すものであ
る。この第１５図例においては、チョークコイルＣ■を
省略するものである。この場合、励振コイルＮＢ′のイ
ンダクタンスＬＮＩ３’は、第９図例における励振コイ
ルＮＢのインダクタンスＬＮＢ　（！：チョークコイル
（ハ）のインダクタンスＬＢとの加算されたものとなさ
れる。尚この場合、ダンピング抵抗器（２４の抵抗値Ｒ
Ｂを、第９図例におけるものと比して高くシ、ペース電
流ＩＢを制限する必要がある。

この第１５図例においては、上述した第９図例と同様の
作用効果を得ることができる他、チョークコイル（２■
が省略される分だけコストダウンが図られる。

尚、上述実施例においては、ダンパーダイオード（８）
を省略することもできる。この場合、ダン・母−′電流
ＩＤは、ダイオードに）→トランジスタ（力のペース・
コレクタを介して流れるので何等問題とならない。ただ
、このトランジスタ（７）のペースＮＫ■Ｂカ、ダンパ
ー期間で増加するのみである。

また、上述実施例においては、トランス（６）としてい
わゆる直交トランスを用いたものであるが、これに限ら
ずいわゆるＥＩ　）ランス等も同様に使用し得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電源装置の一例を示す構成図。第２図はトランスの例を示す斜視図、第３図及び第４図
は夫々第２図例の説明に供する線図、第５図乃至第８図
は給１図例の説明に供する線図、第９図は本発明による
電源装置の一実施例を示す構成図、第１０図乃至第１４
図は夫々第９図例の説明に供する線図、第１５図は本発
明の他の実施例を示す構成図である。（６）はトランス、（７）はトランジスタ、Ｎｌは１次
コイル％Ｎ２は２次コイル、ＮＢは励振コイル、Ｎｃは
制御コイル、Ｎｓはチョークコイルである。味瞭 □３二　　−〇　　　　＝ −＜　　　　　　ｃｏ’″）

Claims

【特許請求の範囲】

非線形領域を有する磁気コアに対して、１次コイル、２
次コイルが巻装されると共に、この１次コイル、２次コ
イルによる磁束を制御する制御コイルが巻装されたトラ
ンスを有し、このトランスを励磁するスイッチング素子
及びチョークコイルの直列回路が上記１次コイルに直列
に接続され、上記２次コイルから整流平滑回路を介して
直流出力電圧を得ると共に、この直流出力電圧に応じた
制御電流を上記制御コイルに供給して、上記直流出力電
圧を一定とするようにした電源装置において、上記チョ
ークコイルが巻装されたコアに自励発振用の励振コイル
が巻装され、との励振コイルの出力で上記スイッチング
素子を駆動するようにしたことを特徴とする電源装置。