JPH0865221A - ヘテロダイン無線中継方式における歪補償回路 - Google Patents
ヘテロダイン無線中継方式における歪補償回路Info
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- JPH0865221A JPH0865221A JP19397494A JP19397494A JPH0865221A JP H0865221 A JPH0865221 A JP H0865221A JP 19397494 A JP19397494 A JP 19397494A JP 19397494 A JP19397494 A JP 19397494A JP H0865221 A JPH0865221 A JP H0865221A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ヘテロダイン無線中継方式のディジタル多重
無線装置の各増幅器にて発生する非線形歪の補償を行う
歪補償回路に関し、其の電源の消費電力が増加したり，
コストが増大すること無く，其の増幅器によって生じる
非線形歪を容易に且つ安価に補償できる歪補償回路を目
的とする。 【構成】 受信部のＲＦ増幅器(10)の非線形歪の補償を
行う歪補償回路の場合は、受信入力の増大時に利得が伸
張する利得伸張回路(11)と其の出力で入力信号の位相を
変える位相器(12)とから成る線形化回路(1) を、周波数
変換器(20)の後の中間周波数回路(30)内に設けるように
構成する。
無線装置の各増幅器にて発生する非線形歪の補償を行う
歪補償回路に関し、其の電源の消費電力が増加したり，
コストが増大すること無く，其の増幅器によって生じる
非線形歪を容易に且つ安価に補償できる歪補償回路を目
的とする。 【構成】 受信部のＲＦ増幅器(10)の非線形歪の補償を
行う歪補償回路の場合は、受信入力の増大時に利得が伸
張する利得伸張回路(11)と其の出力で入力信号の位相を
変える位相器(12)とから成る線形化回路(1) を、周波数
変換器(20)の後の中間周波数回路(30)内に設けるように
構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、受信のＲＦ増幅器，周
波数変換回路，中間周波数回路，送信の中間周波数回
路，周波数変換回路，ＲＦ電力増幅器からなるヘテロダ
イン無線中継方式の例えば多値ＱＡＭのディジタル多重
無線装置に係り、特に其の各増幅器にて発生する非線形
歪の補償を行う歪補償回路に関するものである。多値Ｑ
ＡＭ信号を伝送するディジタル多重無線装置では、装置
内の各増幅器に対して非線形歪（ＡＭ−ＡＭ変換，ＡＭ
−ＰＭ変換）が小さい動作特性が要求される。この非線
形歪に対する要求特性を満足させる為には、増幅器自身
の入出力の直線性が良いことが要求される。この為、各
増幅器は其の通常の出力電力よりも高い出力電力で飽和
する飽和特性が要求される。その為に、各増幅器は、其
の電源の消費電力が増加したりコストが増大することに
なる。この為に、各増幅器には、其の増幅器によって生
じる非線形歪を容易に且つ安価に補償できる歪補償回路
が必要となる。
波数変換回路，中間周波数回路，送信の中間周波数回
路，周波数変換回路，ＲＦ電力増幅器からなるヘテロダ
イン無線中継方式の例えば多値ＱＡＭのディジタル多重
無線装置に係り、特に其の各増幅器にて発生する非線形
歪の補償を行う歪補償回路に関するものである。多値Ｑ
ＡＭ信号を伝送するディジタル多重無線装置では、装置
内の各増幅器に対して非線形歪（ＡＭ−ＡＭ変換，ＡＭ
−ＰＭ変換）が小さい動作特性が要求される。この非線
形歪に対する要求特性を満足させる為には、増幅器自身
の入出力の直線性が良いことが要求される。この為、各
増幅器は其の通常の出力電力よりも高い出力電力で飽和
する飽和特性が要求される。その為に、各増幅器は、其
の電源の消費電力が増加したりコストが増大することに
なる。この為に、各増幅器には、其の増幅器によって生
じる非線形歪を容易に且つ安価に補償できる歪補償回路
が必要となる。
【０００２】
【従来の技術】多値ＱＡＭ信号を伝送するディジタル多
重無線装置における送信のＲＦ電力増幅器の非線形歪の
補償には、従来からプリディストーション回路又は線形
化回路（リニアライザ回路）と呼ばれる歪補償回路が用
いられて来た。
重無線装置における送信のＲＦ電力増幅器の非線形歪の
補償には、従来からプリディストーション回路又は線形
化回路（リニアライザ回路）と呼ばれる歪補償回路が用
いられて来た。
【０００３】プリディストーション回路は、図示しない
が、送信のＲＦ電力増幅器の最終出力段（終段電力増幅
器）の前段に設けられ、該プリディストーション回路に
よって発生した歪みと，終段電力増幅器によって発生し
た歪みとが逆相で合成される様にして、終段電力増幅器
が発生する歪みを補償する回路である。
が、送信のＲＦ電力増幅器の最終出力段（終段電力増幅
器）の前段に設けられ、該プリディストーション回路に
よって発生した歪みと，終段電力増幅器によって発生し
た歪みとが逆相で合成される様にして、終段電力増幅器
が発生する歪みを補償する回路である。
【０００４】線形化回路（リニアライザ回路）は、図６
-(b)に示す如く、終段電力増幅器の前段に設けられて、
図６-(c)に示す如く、入力電力の増大時に利得が増加す
ると同時に，入力電力に対応した直流電圧DCを出力する
利得伸張回路(11)と其の出力DCにより、位相器φ(12)を
制御する構成であって、図６-(a)に示す如く、入力電力
に対するGAIN（利得）の非線形歪のＡＭ−ＡＭ特性
と、φ（位相）の非線形歪のＡＭ−ＰＭ特性とを有
し、終段電力増幅器の持つ利得の非線形歪のＡＭ−ＡＭ
特性と，位相の非線形歪のＡＭ−ＰＭ特性とを、各
々の逆特性で補償し，入力電力に対し何れの特性も
平坦な補償された出力が得られる歪補償回路である。な
お、此の非線形歪の補償回路である線形化回路は、ＲＦ
帯のデバイスのＦＥＴトランジスタで構成され、その直
流バイアスの条件により, 上記の利得伸張回路(11)と位
相器(12)φの特性が実現されている。
-(b)に示す如く、終段電力増幅器の前段に設けられて、
図６-(c)に示す如く、入力電力の増大時に利得が増加す
ると同時に，入力電力に対応した直流電圧DCを出力する
利得伸張回路(11)と其の出力DCにより、位相器φ(12)を
制御する構成であって、図６-(a)に示す如く、入力電力
に対するGAIN（利得）の非線形歪のＡＭ−ＡＭ特性
と、φ（位相）の非線形歪のＡＭ−ＰＭ特性とを有
し、終段電力増幅器の持つ利得の非線形歪のＡＭ−ＡＭ
特性と，位相の非線形歪のＡＭ−ＰＭ特性とを、各
々の逆特性で補償し，入力電力に対し何れの特性も
平坦な補償された出力が得られる歪補償回路である。な
お、此の非線形歪の補償回路である線形化回路は、ＲＦ
帯のデバイスのＦＥＴトランジスタで構成され、その直
流バイアスの条件により, 上記の利得伸張回路(11)と位
相器(12)φの特性が実現されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の非線形歪の補償
回路の線形化回路（リニアライザ回路）は、上述の如
く、ＲＦ帯のＦＥＴトランジスタ回路により実現され
て、送信電力増幅器の非線形歪を補正する回路である。
この様な、ＲＦ帯の回路で実現される線形化回路は、コ
スト高な歪補償回路となり、且つ補償する対象が、送信
のＲＦ電力増幅器に限られるという問題があった。この
様な問題を解決して, 例えば受信のＲＦ増幅器の非線形
歪を補正する歪補正回路を得るには、ＲＦ帯より低い周
波数帯にて、上記の特性を持つ線形化回路を実現するこ
とが必要である。
回路の線形化回路（リニアライザ回路）は、上述の如
く、ＲＦ帯のＦＥＴトランジスタ回路により実現され
て、送信電力増幅器の非線形歪を補正する回路である。
この様な、ＲＦ帯の回路で実現される線形化回路は、コ
スト高な歪補償回路となり、且つ補償する対象が、送信
のＲＦ電力増幅器に限られるという問題があった。この
様な問題を解決して, 例えば受信のＲＦ増幅器の非線形
歪を補正する歪補正回路を得るには、ＲＦ帯より低い周
波数帯にて、上記の特性を持つ線形化回路を実現するこ
とが必要である。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明の基本構成を、図１の原理的な構成図に示す。図１
は、受信のＲＦ増幅器10，周波数変換回路20，中間周波
数回路30によって構成されるヘテロダイン無線中継の無
線装置の受信部の構成を示し、其の周波数変換回路20の
後段の中間周波数回路部30に、中間周波数帯ＩＦで構成
される線形化回路(1) を設ける。そして前段のＲＦ増幅
器10（ＬＮＡ）によって生じた非線形歪（振幅歪み，位
相歪み）を、周波数変換回路20の後段の中間周波数回路
部30内に設けた利得伸張回路(11)と位相器(12)より成る
線形化回路(1) によって補償するように構成する。
発明の基本構成を、図１の原理的な構成図に示す。図１
は、受信のＲＦ増幅器10，周波数変換回路20，中間周波
数回路30によって構成されるヘテロダイン無線中継の無
線装置の受信部の構成を示し、其の周波数変換回路20の
後段の中間周波数回路部30に、中間周波数帯ＩＦで構成
される線形化回路(1) を設ける。そして前段のＲＦ増幅
器10（ＬＮＡ）によって生じた非線形歪（振幅歪み，位
相歪み）を、周波数変換回路20の後段の中間周波数回路
部30内に設けた利得伸張回路(11)と位相器(12)より成る
線形化回路(1) によって補償するように構成する。
【０００７】
【作用】本発明では、受信のＲＦ増幅器10（ＬＮＡ）に
よって生じた非線形歪（振幅歪み，位相歪み）を、周波
数変換回路20の後段の周波数の低い中間周波数回路部30
内に設けた利得伸張回路(11)と位相器(12)より成る線形
化回路(1) によって補償するので、低コストで前記のＲ
Ｆ増幅器10の非線形歪の補償が可能になる。
よって生じた非線形歪（振幅歪み，位相歪み）を、周波
数変換回路20の後段の周波数の低い中間周波数回路部30
内に設けた利得伸張回路(11)と位相器(12)より成る線形
化回路(1) によって補償するので、低コストで前記のＲ
Ｆ増幅器10の非線形歪の補償が可能になる。
【０００８】
【実施例】図２，図３，図４，図５は、それぞれ本発明
の請求項２，３，４，に対応する各実施例の中間周波数
(IF)帯で構成される線形化回路(1) の構成図である。
の請求項２，３，４，に対応する各実施例の中間周波数
(IF)帯で構成される線形化回路(1) の構成図である。
【０００９】請求項２に対応する図２の実施例の線形化
回路は、両方ともＢクラス又はＡＢクラスにバイアスさ
れた並列に２つのバイポーラ・トランジスタのＴＲ１，
ＴＲ２により, それぞれ構成された利得伸張回路(111),
(112)と其の出力により受信入力信号の位相を変える位
相器(12)により構成される。各々がＢクラス又はＡＢク
ラスにバイアスされたバイポーラ・トランジスタＴＲ
１，ＴＲ２は、その各入力電力に対するGAIN（利得）の
特性のＡＭ−ＡＭ特性において、図６-(a)のに示す如
く、入力電力の増大時に利得が増加すると同時に，図６
-(c)に示す如く、入力電力に対応した直流電圧DCを出力
する利得伸張回路の特性を持つようになり、又、各トラ
ンジスタＴＲ１，ＴＲ２のコレクタc に流れるコレクタ
電流は入力電力によって変化するため（入力電力が増大
するとコレクタ電流は増加する）、コレクタ電圧Vcは低
下する。ＴＲ１とＴＲ２の入力には同一信号が入力され
る。ＴＲ１は、其の利得伸張の特性により、図６-(a)の
ＡＭ−ＡＭ特性のに示す出力信号をコレクタc より出
力し、位相器(2) に入力する。又、ＴＲ２は入力レベル
によって変化する直流電圧Vcをコレクタc より出力し、
制御電圧DCとして位相器(2) に供給する。位相器(2) は
此の制御電圧DCを可変容量ダイオードD1に印加し、該ダ
イオードD1とコンデンサC6とで定まる移相量を制御し
て、位相器(2) の出力として、線形化回路の図６-(a)の
入力電力に対するφ（利得）のＡＭ−ＰＭ特性のに示
される特性を得る。
回路は、両方ともＢクラス又はＡＢクラスにバイアスさ
れた並列に２つのバイポーラ・トランジスタのＴＲ１，
ＴＲ２により, それぞれ構成された利得伸張回路(111),
(112)と其の出力により受信入力信号の位相を変える位
相器(12)により構成される。各々がＢクラス又はＡＢク
ラスにバイアスされたバイポーラ・トランジスタＴＲ
１，ＴＲ２は、その各入力電力に対するGAIN（利得）の
特性のＡＭ−ＡＭ特性において、図６-(a)のに示す如
く、入力電力の増大時に利得が増加すると同時に，図６
-(c)に示す如く、入力電力に対応した直流電圧DCを出力
する利得伸張回路の特性を持つようになり、又、各トラ
ンジスタＴＲ１，ＴＲ２のコレクタc に流れるコレクタ
電流は入力電力によって変化するため（入力電力が増大
するとコレクタ電流は増加する）、コレクタ電圧Vcは低
下する。ＴＲ１とＴＲ２の入力には同一信号が入力され
る。ＴＲ１は、其の利得伸張の特性により、図６-(a)の
ＡＭ−ＡＭ特性のに示す出力信号をコレクタc より出
力し、位相器(2) に入力する。又、ＴＲ２は入力レベル
によって変化する直流電圧Vcをコレクタc より出力し、
制御電圧DCとして位相器(2) に供給する。位相器(2) は
此の制御電圧DCを可変容量ダイオードD1に印加し、該ダ
イオードD1とコンデンサC6とで定まる移相量を制御し
て、位相器(2) の出力として、線形化回路の図６-(a)の
入力電力に対するφ（利得）のＡＭ−ＰＭ特性のに示
される特性を得る。
【００１０】請求項３に対応する図３の実施例の線形化
回路は、図２の線形化回路における利得伸張回路(112)
のＴＲ２のコレクタ出力に、入力の直流電圧DCを反転す
る反転増幅器AMP 1 を設け、其の反転出力を利得伸張回
路(111)のＴＲ１のベースに入力する様に接続した回路
である。この図３の線形化回路によれば、入力信号が高
いレベルから低レベルに低下するにつれて、ＴＲ１の動
作点は、ＢクラスからＡクラスに移行していく。これ
は、入力レベルが高い時のみ，ＴＲ１，ＴＲ２を利得伸
張回路として動作させる事により, 図３の線形化回路
が、入力信号の広範囲のレベル変動に対して安定性の有
る歪補償を可能とする事を意味している。
回路は、図２の線形化回路における利得伸張回路(112)
のＴＲ２のコレクタ出力に、入力の直流電圧DCを反転す
る反転増幅器AMP 1 を設け、其の反転出力を利得伸張回
路(111)のＴＲ１のベースに入力する様に接続した回路
である。この図３の線形化回路によれば、入力信号が高
いレベルから低レベルに低下するにつれて、ＴＲ１の動
作点は、ＢクラスからＡクラスに移行していく。これ
は、入力レベルが高い時のみ，ＴＲ１，ＴＲ２を利得伸
張回路として動作させる事により, 図３の線形化回路
が、入力信号の広範囲のレベル変動に対して安定性の有
る歪補償を可能とする事を意味している。
【００１１】請求項４に対応する図４の線形化回路は、
其の利得伸張回路(11)を別構成で実現したものである。
図４の線形化回路では、入力電力に対する利得伸張特性
を、可変減衰器の PINダイオードD21 に流す電流を入力
電力に比例するように制御することによって得ている。
即ち、 PINダイオードD21 に、外部入力電圧V G からの
一定の電流と, 入力信号の電力に比例する可変の電流と
を印加する事により、PIN ダイオードD21 による入力信
号に対する減衰量が入力信号の電力に比例して減少す
る。其の入力信号の電力に比例する電流は、入力信号を
コンデンサC24 で取り出し, 増幅器AMP 21で増幅した出
力のレベルを検波する検波回路DET 20を設けることによ
って得られる。また、其の入力信号の電力に比例する電
流は、演算増幅器AMP 22にて直流電圧DCに変換されて、
入力信号の可変減衰器の PINダイオードD21 からの信号
に対する位相器(12)の可変容量ダイオードD1に制御電圧
として加えられ、該信号の位相が該位相器(12)の出力に
て補償用の所定の位相になる様に制御される。
其の利得伸張回路(11)を別構成で実現したものである。
図４の線形化回路では、入力電力に対する利得伸張特性
を、可変減衰器の PINダイオードD21 に流す電流を入力
電力に比例するように制御することによって得ている。
即ち、 PINダイオードD21 に、外部入力電圧V G からの
一定の電流と, 入力信号の電力に比例する可変の電流と
を印加する事により、PIN ダイオードD21 による入力信
号に対する減衰量が入力信号の電力に比例して減少す
る。其の入力信号の電力に比例する電流は、入力信号を
コンデンサC24 で取り出し, 増幅器AMP 21で増幅した出
力のレベルを検波する検波回路DET 20を設けることによ
って得られる。また、其の入力信号の電力に比例する電
流は、演算増幅器AMP 22にて直流電圧DCに変換されて、
入力信号の可変減衰器の PINダイオードD21 からの信号
に対する位相器(12)の可変容量ダイオードD1に制御電圧
として加えられ、該信号の位相が該位相器(12)の出力に
て補償用の所定の位相になる様に制御される。
【００１２】この図４の線形化回路の利得伸張回路(11)
で、入力信号の電力に比例する電流を検出して，可変減
衰器の PINダイオードD21 と位相器(12)とに加える検出
回路を、図５の直線増幅のバイポーラ・トランジスタの
ＴＲ２によって構成することも可能である。
で、入力信号の電力に比例する電流を検出して，可変減
衰器の PINダイオードD21 と位相器(12)とに加える検出
回路を、図５の直線増幅のバイポーラ・トランジスタの
ＴＲ２によって構成することも可能である。
【００１３】請求項５は、前記の線形化回路(1) を、周
波数変換回路(20)と中間周波数増幅回路(30)との間に設
け、該線形化回路(1) が、後段の中間周波数増幅回路(3
0)によって生じる非線形歪を補償するようにしたもので
ある。
波数変換回路(20)と中間周波数増幅回路(30)との間に設
け、該線形化回路(1) が、後段の中間周波数増幅回路(3
0)によって生じる非線形歪を補償するようにしたもので
ある。
【００１４】請求項６は、送信の中間周波数増幅回路(4
0)と、周波数変換回路(50)と、ＲＦ電力増幅器(60)とか
ら成るヘテロダイン中継の無線装置の送信部において、
該周波数変換回路(50)の前段に、前記の利得伸張回路(1
1)と位相器(12)とから成る線形化回路(1) を設け、ＲＦ
電力増幅器(60)によって生じる振幅と位相の非線形歪を
補償するようにしたものである。
0)と、周波数変換回路(50)と、ＲＦ電力増幅器(60)とか
ら成るヘテロダイン中継の無線装置の送信部において、
該周波数変換回路(50)の前段に、前記の利得伸張回路(1
1)と位相器(12)とから成る線形化回路(1) を設け、ＲＦ
電力増幅器(60)によって生じる振幅と位相の非線形歪を
補償するようにしたものである。
【００１５】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、ヘ
テロダイン無線中継の無線装置の各増幅器の非線形歪を
補償する線形化回路を，ＲＦ周波数より低いい中間周波
数の回路によって実現されるので、低コストで各増幅器
の非線形歪の補償を行うことが可能となる効果が得られ
る。
テロダイン無線中継の無線装置の各増幅器の非線形歪を
補償する線形化回路を，ＲＦ周波数より低いい中間周波
数の回路によって実現されるので、低コストで各増幅器
の非線形歪の補償を行うことが可能となる効果が得られ
る。
【図１】 本発明の請求項１のヘテロダイン無線中継方
式の無線装置の受信部のＲＦ増幅器における非線形歪の
歪補償回路の基本構成を示す原理図
式の無線装置の受信部のＲＦ増幅器における非線形歪の
歪補償回路の基本構成を示す原理図
【図２】 本発明の請求項２の実施例の歪補償回路の線
形化回路の構成図
形化回路の構成図
【図３】 本発明の請求項３の実施例の歪補償回路の線
形化回路の構成図
形化回路の構成図
【図４】 本発明の請求項４の実施例の歪補償回路の線
形化回路の構成図
形化回路の構成図
【図５】 本発明の請求項４の別の実施例の線形化回路
の構成図
の構成図
【図６】 本発明に関する増幅器の非線形歪を補償する
線形化回路のＡＭ−ＡＭ特性，ＡＭ−ＰＭ特性と、線形
化回路の構成図
線形化回路のＡＭ−ＡＭ特性，ＡＭ−ＰＭ特性と、線形
化回路の構成図
１は線形化回路、11は利得伸張回路、12は位相器、10は
受信のＲＦ増幅器、20は周波数変換回路、30は中間周波
数回路、40は送信の中間周波数回路、50は周波数変換回
路、60はＲＦ電力増幅器である。
受信のＲＦ増幅器、20は周波数変換回路、30は中間周波
数回路、40は送信の中間周波数回路、50は周波数変換回
路、60はＲＦ電力増幅器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 海野 勇 宮城県仙台市青葉区一番町１丁目２番25号 富士通東北ディジタル・テクノロジ株式 会社内
Claims (6)
- 【請求項１】 ヘテロダイン中継方式の多重無線装置の
受信のＲＦ増幅器(10)にて発生する振幅歪と位相歪の非
線形歪の補償を行う歪補償回路において、受信入力の増
大時に利得が伸張する利得伸張回路(11)と其の出力で入
力信号の位相を変える位相器(12)とから成る線形化回路
(1) を、周波数変換器(20)の後の中間周波数回路(30)内
に設けたことを特徴とするヘテロダイン無線中継方式に
おける歪補償回路。 - 【請求項２】 前記の線形化回路(1) の利得伸張回路(1
1)が、両方ともＢクラス又はＡＢクラスにバイアスされ
た並列に２つのトランジスタ(TR1, TR2)から成り、其の
一方のトランジスタ(TR1) の出力信号を直流カットした
後に前記の位相器(12)に接続し、他方のトランジスタ(T
R2) の出力の直流電圧(DC)を該位相器(12)の制御電圧と
することにより、該位相器(12)が前記一方のトランジス
タ(TR1)の出力信号の位相を所定の位相に制御すること
を特徴とした請求項１記載のヘテロダイン無線中継方式
における歪補償回路。 - 【請求項３】 前記の線形化回路(1) の利得伸張回路(1
1)の並列に２つのトランジスタ(TR1, TR2)の前記他方の
トランジスタ(TR2) の出力に、入力の直流電圧(DC)を反
転して出力する反転増幅器(AMP 1) を設け、該反転増幅
器の出力を前記一方のトランジスタ(TR1) のベースに入
力することにより、受信入力のレベルが高い時には、該
一方のトランジスタ(TR1) はＢクラスのバイアスで動作
し、受信入力のレベルが低い時には、該トランジスタ(T
R1) はＡクラスのバイアスで動作することを特徴とした
請求項１記載のヘテロダイン無線中継方式における歪補
償回路。 - 【請求項４】 前記の線形化回路(1) の利得伸張回路(1
1)が、PIN ダイオード(D21) に一定電流を流し受信入力
信号に一定の減衰量を付与する可変減衰器と、該可変減
衰器に並列の受信入力信号レベルを検出する検出回路(D
ET 20)とから成り、該検出回路の出力の該受信入力信号
レベルに比例した可変の電流を該可変減衰器のPIN ダイ
オード(D21) に流し、該検出回路の出力で該受信入力信
号レベルに比例した可変の電圧を前記の位相器(12)に供
給することにより、該位相器(12)が前記可変減衰器の出
力信号の位相を所定の位相に制御することを特徴とした
請求項１記載のヘテロダイン無線中継方式における歪補
償回路。 - 【請求項５】 前記の線形化回路(1) を、周波数変換回
路(20)と中間周波数増幅回路(30)との間に設け、該線形
化回路(1) が、後段の中間周波数増幅回路(30) によっ
て生じる非線形歪を補償することを特徴としたヘテロダ
イン無線中継方式における歪補償回路。 - 【請求項６】 送信の中間周波数増幅回路(40)と、周波
数変換回路(50)と、ＲＦ電力増幅器(60)とから成るヘテ
ロダイン中継の無線装置の送信部において、該周波数変
換回路(50)の前段に、前記の利得伸張回路(11)と位相器
(12)とから成る線形化回路(1) を設け、ＲＦ電力増幅器
(60)によって生じる振幅と位相の非線形歪を補償するこ
とを特徴としたヘテロダイン無線中継方式における歪補
償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19397494A JPH0865221A (ja) | 1994-08-18 | 1994-08-18 | ヘテロダイン無線中継方式における歪補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19397494A JPH0865221A (ja) | 1994-08-18 | 1994-08-18 | ヘテロダイン無線中継方式における歪補償回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0865221A true JPH0865221A (ja) | 1996-03-08 |
Family
ID=16316878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19397494A Withdrawn JPH0865221A (ja) | 1994-08-18 | 1994-08-18 | ヘテロダイン無線中継方式における歪補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0865221A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109525210A (zh) * | 2018-11-07 | 2019-03-26 | 中电科仪器仪表有限公司 | 功率放大系统、方法及应用 |
-
1994
- 1994-08-18 JP JP19397494A patent/JPH0865221A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109525210A (zh) * | 2018-11-07 | 2019-03-26 | 中电科仪器仪表有限公司 | 功率放大系统、方法及应用 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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