JPH0870265A - 同期追従装置 - Google Patents
同期追従装置Info
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- JPH0870265A JPH0870265A JP6203156A JP20315694A JPH0870265A JP H0870265 A JPH0870265 A JP H0870265A JP 6203156 A JP6203156 A JP 6203156A JP 20315694 A JP20315694 A JP 20315694A JP H0870265 A JPH0870265 A JP H0870265A
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 同期追従装置の回路をデジタル化して装置を
小形化する。 【構成】 受信波ＩＮはＩＱ分離部１１でＩ成分とＱ成
分とに分離され、ＰＮ乗算部１２は、ＰＮ符号ＥＰＮ
Ｉ，ＥＰＮＱと、受信データのＩ成分、Ｑ成分とをデジ
タル的に乗算し、ＰＮ乗算部１６は、ＰＮ符号ＬＰＮ
Ｉ，ＬＰＮＱと、受信データのＩ成分、Ｑ成分とをデジ
タル的に乗算する。平均化部１３，１４，１７，１８
は、ＰＮ乗算部１２，１６の各出力信号をそれぞれ平均
化して絶対値生成部１５，１９へ入力する。絶対値生成
部１５，１９は、絶対値ｘＥ，ｘＬを取る。差分生成部
２０は絶対値ｘＥ，ｘＬの差分ｙを取り、位相ずれ制御
部２１へ出力する。位相ずれ制御部２１は差分ｙの大き
さに基づき出力信号Ｓ２１を出力し、ＰＮ符号発生器２
２は出力信号Ｓ２１に応じてＰＮ符号を発生する。
小形化する。 【構成】 受信波ＩＮはＩＱ分離部１１でＩ成分とＱ成
分とに分離され、ＰＮ乗算部１２は、ＰＮ符号ＥＰＮ
Ｉ，ＥＰＮＱと、受信データのＩ成分、Ｑ成分とをデジ
タル的に乗算し、ＰＮ乗算部１６は、ＰＮ符号ＬＰＮ
Ｉ，ＬＰＮＱと、受信データのＩ成分、Ｑ成分とをデジ
タル的に乗算する。平均化部１３，１４，１７，１８
は、ＰＮ乗算部１２，１６の各出力信号をそれぞれ平均
化して絶対値生成部１５，１９へ入力する。絶対値生成
部１５，１９は、絶対値ｘＥ，ｘＬを取る。差分生成部
２０は絶対値ｘＥ，ｘＬの差分ｙを取り、位相ずれ制御
部２１へ出力する。位相ずれ制御部２１は差分ｙの大き
さに基づき出力信号Ｓ２１を出力し、ＰＮ符号発生器２
２は出力信号Ｓ２１に応じてＰＮ符号を発生する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトル拡散によっ
て変調された信号を、同一周波数帯域内に多重化して通
信を行う符号分割多重接続（Code Devision Multiple A
ccess 、以下ＣＤＭＡという）通信に基づく移動通信シ
ステムにおける受信局での同期追従装置に関するもので
ある。
て変調された信号を、同一周波数帯域内に多重化して通
信を行う符号分割多重接続（Code Devision Multiple A
ccess 、以下ＣＤＭＡという）通信に基づく移動通信シ
ステムにおける受信局での同期追従装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような分野の技術としては、
例えば、次のような文献に記載されるものがあった。 文献；スペクトル拡散通信方式応用技術、1992、長谷川
孝明著、“同期の捕捉と保持”P.59-67 図２は、従来の同期追従装置の概略の構成ブロック図で
ある。この同期追従装置は、空間伝搬路を通って来た複
素包絡の受信波のうち同相成分（以下、Ｉ成分という）
と擬似ランダム信号（Pseudo Noise code 、以下、ＰＮ
符号という）との乗算を行う乗算器１を備えている。乗
算器１の出力側は低域通過フィルタ（Low Pass Filter
、以下、ＬＰＦという）２を介して絶対値回路３の入
力側に接続されている。
例えば、次のような文献に記載されるものがあった。 文献；スペクトル拡散通信方式応用技術、1992、長谷川
孝明著、“同期の捕捉と保持”P.59-67 図２は、従来の同期追従装置の概略の構成ブロック図で
ある。この同期追従装置は、空間伝搬路を通って来た複
素包絡の受信波のうち同相成分（以下、Ｉ成分という）
と擬似ランダム信号（Pseudo Noise code 、以下、ＰＮ
符号という）との乗算を行う乗算器１を備えている。乗
算器１の出力側は低域通過フィルタ（Low Pass Filter
、以下、ＬＰＦという）２を介して絶対値回路３の入
力側に接続されている。
【０００３】又、この同期追従装置は、受信波のうち直
交成分（以下、Ｑ成分という）とＰＮ符号との乗算を行
う乗算器４を備えている。乗算器４の出力側はＬＰＦ５
を介して絶対値回路６の入力側に接続されている。絶対
値回路３の出力側は差分回路７の加算入力側に接続さ
れ、絶対値回路６の出力側は差分回路７の減算入力側に
接続されている。差分回路７の出力側はループフィルタ
８の入力側に接続されている。ループフィルタ８は、入
力信号をｚ変換するものである。ループフィルタ８の出
力側は、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯという）９の入
力側に接続されている。ＶＣＯ９は、ループフィルタ８
の出力電圧に応じて出力信号の周波数が変化するもので
ある。ＶＣＯ９の出力側はＰＮ符号を生成するシフトレ
ジスタ１０の入力側に接続されている。シフトレジスタ
１０から出力されるＰＮ符号のうちのアーリー出力は、
乗算器１に入力されるようになっている。又、アーリー
出力よりも位相が遅れたレイト出力は、乗算器２に入力
されるようになっている。
交成分（以下、Ｑ成分という）とＰＮ符号との乗算を行
う乗算器４を備えている。乗算器４の出力側はＬＰＦ５
を介して絶対値回路６の入力側に接続されている。絶対
値回路３の出力側は差分回路７の加算入力側に接続さ
れ、絶対値回路６の出力側は差分回路７の減算入力側に
接続されている。差分回路７の出力側はループフィルタ
８の入力側に接続されている。ループフィルタ８は、入
力信号をｚ変換するものである。ループフィルタ８の出
力側は、電圧制御発振器（以下、ＶＣＯという）９の入
力側に接続されている。ＶＣＯ９は、ループフィルタ８
の出力電圧に応じて出力信号の周波数が変化するもので
ある。ＶＣＯ９の出力側はＰＮ符号を生成するシフトレ
ジスタ１０の入力側に接続されている。シフトレジスタ
１０から出力されるＰＮ符号のうちのアーリー出力は、
乗算器１に入力されるようになっている。又、アーリー
出力よりも位相が遅れたレイト出力は、乗算器２に入力
されるようになっている。
【０００４】次に、図２の動作を説明する。空間伝搬路
を通って来た複素包絡の受信波ＩＮは、同期追従装置に
入ると、先ずＩ成分とＱ成分とに分離され、乗算器１，
４でＰＮ符号であるアーリー出力及びこのアーリー出力
と位相の異なるレイト出力とそれぞれ乗算される。乗算
された各信号は、高周波成分を取り除くため、ＬＰＦ
２，４でそれぞれ平滑される。平滑された各信号はシフ
トレジスタ１０に入力されるクロックの１周期分それぞ
れ積分され、絶対値回路３，６は各積分結果を複素包絡
から実数に変換するためにそれぞれ絶対値を取る。差分
回路７は２つの絶対値信号の差分値をとった後、これを
ループフィルタ８に入力する。ループフィルタ８は、こ
の差分値に対応する電圧に変換する。ループフィルタ８
からの出力電圧により、ＶＣＯ９が駆動される。ＶＣＯ
９からのクロックがシフトレジスタ１０へ入力される。
シフトレジスタ１０はＶＣＯ９からのクロックに基づい
てアーリー出力及びレイト出力を生成する。
を通って来た複素包絡の受信波ＩＮは、同期追従装置に
入ると、先ずＩ成分とＱ成分とに分離され、乗算器１，
４でＰＮ符号であるアーリー出力及びこのアーリー出力
と位相の異なるレイト出力とそれぞれ乗算される。乗算
された各信号は、高周波成分を取り除くため、ＬＰＦ
２，４でそれぞれ平滑される。平滑された各信号はシフ
トレジスタ１０に入力されるクロックの１周期分それぞ
れ積分され、絶対値回路３，６は各積分結果を複素包絡
から実数に変換するためにそれぞれ絶対値を取る。差分
回路７は２つの絶対値信号の差分値をとった後、これを
ループフィルタ８に入力する。ループフィルタ８は、こ
の差分値に対応する電圧に変換する。ループフィルタ８
からの出力電圧により、ＶＣＯ９が駆動される。ＶＣＯ
９からのクロックがシフトレジスタ１０へ入力される。
シフトレジスタ１０はＶＣＯ９からのクロックに基づい
てアーリー出力及びレイト出力を生成する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
同期追従装置では、次のような課題があった。一般に、
同期追従装置は移動体通信用の携帯機内に複数個収めら
れるが、前記構成の同期追従装置は装置がアナログ回路
で構成され、装置の規模が大きく、構成も複雑になり、
携帯機自体も大きくなるので、携帯に不便なものであ
る。本発明は、以上述べた構成の複雑さや装置規模の大
型化という問題点を除去するために、先ず回路全体をデ
ジタル化して処理量を減らし、更に部品点数を減らすこ
とにより、構成の簡素性や装置規模の小型化を実現した
装置を提供することを目的とする。
同期追従装置では、次のような課題があった。一般に、
同期追従装置は移動体通信用の携帯機内に複数個収めら
れるが、前記構成の同期追従装置は装置がアナログ回路
で構成され、装置の規模が大きく、構成も複雑になり、
携帯機自体も大きくなるので、携帯に不便なものであ
る。本発明は、以上述べた構成の複雑さや装置規模の大
型化という問題点を除去するために、先ず回路全体をデ
ジタル化して処理量を減らし、更に部品点数を減らすこ
とにより、構成の簡素性や装置規模の小型化を実現した
装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、スペクトル拡散によって変調された信号
を同一周波数帯域内に多重化して通信を行うＣＤＭＡ方
式に基づく移動通信システムの受信局での同期追従装置
おいて、次のような手段を設けている。即ち、空間伝搬
路を伝わって来た複素数で表される受信信号を同相成分
と直交成分とに分離する分離部と、同相成分と第１の擬
似ランダム信号との乗算結果と直交成分と第２の擬似ラ
ンダム信号との乗算結果とを加算して複素数の実部を出
力し、かつ直交成分と第１の擬似ランダム信号との乗算
結果から同相成分と第２の擬似ランダム信号との乗算結
果を減算して該複素数の虚部を出力する第１のデジタル
演算部と、同相成分と第３の擬似ランダム信号との乗算
結果と直交成分と第４の擬似ランダム信号との乗算結果
を加算して複素数の実部を出力し、かつ直交成分と第３
の擬似ランダム信号との乗算結果から同相成分と第４の
擬似ランダム信号との乗算結果を減算して該複素数の虚
部を出力する第２のデジタル演算部とが、設けられてい
る。
決するために、スペクトル拡散によって変調された信号
を同一周波数帯域内に多重化して通信を行うＣＤＭＡ方
式に基づく移動通信システムの受信局での同期追従装置
おいて、次のような手段を設けている。即ち、空間伝搬
路を伝わって来た複素数で表される受信信号を同相成分
と直交成分とに分離する分離部と、同相成分と第１の擬
似ランダム信号との乗算結果と直交成分と第２の擬似ラ
ンダム信号との乗算結果とを加算して複素数の実部を出
力し、かつ直交成分と第１の擬似ランダム信号との乗算
結果から同相成分と第２の擬似ランダム信号との乗算結
果を減算して該複素数の虚部を出力する第１のデジタル
演算部と、同相成分と第３の擬似ランダム信号との乗算
結果と直交成分と第４の擬似ランダム信号との乗算結果
を加算して複素数の実部を出力し、かつ直交成分と第３
の擬似ランダム信号との乗算結果から同相成分と第４の
擬似ランダム信号との乗算結果を減算して該複素数の虚
部を出力する第２のデジタル演算部とが、設けられてい
る。
【０００７】又、第１のデジタル乗算部から出力された
実部に対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果
をトランスバーサルフィルタを用いて平均化する第１の
平均化回路と、第１のデジタル乗算部から出力された虚
部に対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果を
トランスバーサルフィルタを用いて平均化する第２の平
均化回路と、第２のデジタル乗算部から出力された実部
に対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果をト
ランスバーサルフィルタを用いて平均化する第３の平均
化回路と、第２のデジタル乗算部から出力された虚部に
対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果をトラ
ンスバーサルフィルタを用いて平均化する第４の平均化
回路とが、備えられている。
実部に対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果
をトランスバーサルフィルタを用いて平均化する第１の
平均化回路と、第１のデジタル乗算部から出力された虚
部に対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果を
トランスバーサルフィルタを用いて平均化する第２の平
均化回路と、第２のデジタル乗算部から出力された実部
に対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果をト
ランスバーサルフィルタを用いて平均化する第３の平均
化回路と、第２のデジタル乗算部から出力された虚部に
対して１シンボル分の積分を逐次行い、積分結果をトラ
ンスバーサルフィルタを用いて平均化する第４の平均化
回路とが、備えられている。
【０００８】更に、第１の平均化回路の出力信号及び第
２の平均化回路の出力信号をそれぞれ実部及び虚部とす
る第１の複素数の絶対値を生成する第１の絶対値生成部
と、第３の平均化回路の出力信号及び第４の平均化回路
の出力信号をそれぞれ実部及び虚部とする第２の複素数
の絶対値を生成する第２の絶対値生成部とが、設けられ
ている。又、第１の複素数の絶対値と第２の複素数の絶
対値との差分値を生成する差分生成部と、前記差分値に
基づきクロックのタイミングをデジタル的に変更する位
相ずれ制御部と、位相ずれ制御部から出力されたクロッ
クに基づき第１の擬似ランダム信号及び第１の擬似ラン
ダム信号とは位相の異なる第２の擬似ランダム信号をそ
れぞれ第１のデジタル乗算部に入力し、かつ第２の擬似
ランダム信号及び第３の擬似ランダム信号とは位相の異
なる第４の擬似ランダム信号をそれぞれ第２のデジタル
乗算部に入力し、更に前記クロックと同一位相の第５の
擬似ランダム信号を移動通信システム内へ出力する擬似
ランダム信号発生部とが、設けられている。
２の平均化回路の出力信号をそれぞれ実部及び虚部とす
る第１の複素数の絶対値を生成する第１の絶対値生成部
と、第３の平均化回路の出力信号及び第４の平均化回路
の出力信号をそれぞれ実部及び虚部とする第２の複素数
の絶対値を生成する第２の絶対値生成部とが、設けられ
ている。又、第１の複素数の絶対値と第２の複素数の絶
対値との差分値を生成する差分生成部と、前記差分値に
基づきクロックのタイミングをデジタル的に変更する位
相ずれ制御部と、位相ずれ制御部から出力されたクロッ
クに基づき第１の擬似ランダム信号及び第１の擬似ラン
ダム信号とは位相の異なる第２の擬似ランダム信号をそ
れぞれ第１のデジタル乗算部に入力し、かつ第２の擬似
ランダム信号及び第３の擬似ランダム信号とは位相の異
なる第４の擬似ランダム信号をそれぞれ第２のデジタル
乗算部に入力し、更に前記クロックと同一位相の第５の
擬似ランダム信号を移動通信システム内へ出力する擬似
ランダム信号発生部とが、設けられている。
【０００９】
【作用】本発明によれば、以上のように同期追従装置を
構成したので、分離部は、空間伝搬路を伝わって来た複
素数で表される受信信号を同相成分と直交成分とに分離
する。第１のデジタル演算部は、同相成分と第１の擬似
ランダム信号との乗算結果と直交成分と第２の擬似ラン
ダム信号との乗算結果とを加算して複素数の実部を出力
し、かつ直交成分と第１の擬似ランダム信号との乗算結
果から同相成分と第２の擬似ランダム信号との乗算結果
を減算して複素数の虚部を出力する。一方、第２のデジ
タル演算部は、同相成分と第３の擬似ランダム信号との
乗算結果と直交成分と第４の擬似ランダム信号との乗算
結果とを加算して複素数の実部を出力し、かつ直交成分
と第３の擬似ランダム信号との乗算結果から同相成分と
第４の擬似ランダム信号との乗算結果を減算して複素数
の虚部を出力する。又、第１の平均化回路は、第１のデ
ジタル演算部から出力された実部に対して１シンボル分
の積分を逐次行い、その積分結果をトランスバーサルフ
ィルタを用いて平均化する。同様に、第２の平均化回路
は、第１のデジタル演算部から出力された虚部に対して
１シンボル分の積分を逐次行い、その積分結果をトラン
スバーサルフィルタを用いて平均化する。第３の平均化
回路は、第２のデジタル演算部から出力された実部に対
して１シンボル分の積分を逐次行い、その積分結果をト
ランスバーサルフィルタを用いて平均化する。第４の平
均化回路は、第２のデジタル演算部から出力された虚部
に対して１シンボル分の積分を逐次行い、その積分結果
をトランスバーサルフィルタを用いて平均化する。
構成したので、分離部は、空間伝搬路を伝わって来た複
素数で表される受信信号を同相成分と直交成分とに分離
する。第１のデジタル演算部は、同相成分と第１の擬似
ランダム信号との乗算結果と直交成分と第２の擬似ラン
ダム信号との乗算結果とを加算して複素数の実部を出力
し、かつ直交成分と第１の擬似ランダム信号との乗算結
果から同相成分と第２の擬似ランダム信号との乗算結果
を減算して複素数の虚部を出力する。一方、第２のデジ
タル演算部は、同相成分と第３の擬似ランダム信号との
乗算結果と直交成分と第４の擬似ランダム信号との乗算
結果とを加算して複素数の実部を出力し、かつ直交成分
と第３の擬似ランダム信号との乗算結果から同相成分と
第４の擬似ランダム信号との乗算結果を減算して複素数
の虚部を出力する。又、第１の平均化回路は、第１のデ
ジタル演算部から出力された実部に対して１シンボル分
の積分を逐次行い、その積分結果をトランスバーサルフ
ィルタを用いて平均化する。同様に、第２の平均化回路
は、第１のデジタル演算部から出力された虚部に対して
１シンボル分の積分を逐次行い、その積分結果をトラン
スバーサルフィルタを用いて平均化する。第３の平均化
回路は、第２のデジタル演算部から出力された実部に対
して１シンボル分の積分を逐次行い、その積分結果をト
ランスバーサルフィルタを用いて平均化する。第４の平
均化回路は、第２のデジタル演算部から出力された虚部
に対して１シンボル分の積分を逐次行い、その積分結果
をトランスバーサルフィルタを用いて平均化する。
【００１０】更に、第１の絶対値生成部は、第１の平均
化回路の出力信号及び第２の平均化回路の出力信号をそ
れぞれ実部及び虚部とする第１の複素数の絶対値を生成
する。同様に、第２の絶対値生成部は、第３の平均化回
路の出力信号及び第４の平均化回路の出力信号をそれぞ
れ実部及び虚部とする第２の複素数の絶対値を生成す
る。差分生成部は、第１の複素数の絶対値と第２の複素
数の絶対値との差分値を生成する。位相ずれ制御部は、
この差分値に基づきクロックのタイミングをデジタル的
に変更する。擬似ランダム信号発生部は、位相ずれ制御
部から出力されたクロックに基づき第１の擬似ランダム
信号及び第１の擬似ランダム信号とは位相の異なる第２
の擬似ランダム信号をそれぞれ第１のデジタル演算部に
入力し、かつ第２の擬似ランダム信号及び第３の擬似ラ
ンダム信号とは位相の異なる第４の擬似ランダム信号を
それぞれ第２のデジタル演算部に入力し、更に前記クロ
ックと同一位相の第５の擬似ランダム信号を移動通信シ
ステム内へ出力する。以上のように、デジタル回路によ
って同期追従装置が実現する。従って、前記課題を解決
できるのである。
化回路の出力信号及び第２の平均化回路の出力信号をそ
れぞれ実部及び虚部とする第１の複素数の絶対値を生成
する。同様に、第２の絶対値生成部は、第３の平均化回
路の出力信号及び第４の平均化回路の出力信号をそれぞ
れ実部及び虚部とする第２の複素数の絶対値を生成す
る。差分生成部は、第１の複素数の絶対値と第２の複素
数の絶対値との差分値を生成する。位相ずれ制御部は、
この差分値に基づきクロックのタイミングをデジタル的
に変更する。擬似ランダム信号発生部は、位相ずれ制御
部から出力されたクロックに基づき第１の擬似ランダム
信号及び第１の擬似ランダム信号とは位相の異なる第２
の擬似ランダム信号をそれぞれ第１のデジタル演算部に
入力し、かつ第２の擬似ランダム信号及び第３の擬似ラ
ンダム信号とは位相の異なる第４の擬似ランダム信号を
それぞれ第２のデジタル演算部に入力し、更に前記クロ
ックと同一位相の第５の擬似ランダム信号を移動通信シ
ステム内へ出力する。以上のように、デジタル回路によ
って同期追従装置が実現する。従って、前記課題を解決
できるのである。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明の実施例を示す同期追従装置
の概略の構成ブロック図である。この同期追従装置は、
空間伝搬路を通って来た複素包絡の受信波ＩＮをＩ成分
及びＱ成分に分離するＩＱ分離部１１を備えている。Ｉ
Ｑ分離部１１のＩ成分出力端子は第１のデジタル演算部
であるＰＮ乗算部１２のＩ成分入力端子に接続されてい
る。ＩＱ分離部１１のＱ成分出力端子はＰＮ乗算部１２
のＱ成分入力端子に接続されている。ＰＮ乗算部１２の
実部出力端子は平均化部１３の入力側に接続されてい
る。ＰＮ乗算部１２の虚部出力端子は平均化部１４の入
力側に接続されている。平均化部１３の出力側は絶対値
生成部１５の一方の入力端子に接続され、平均化部１４
の出力側が絶対値生成部１５の他方の入力端子に接続さ
れている。
の概略の構成ブロック図である。この同期追従装置は、
空間伝搬路を通って来た複素包絡の受信波ＩＮをＩ成分
及びＱ成分に分離するＩＱ分離部１１を備えている。Ｉ
Ｑ分離部１１のＩ成分出力端子は第１のデジタル演算部
であるＰＮ乗算部１２のＩ成分入力端子に接続されてい
る。ＩＱ分離部１１のＱ成分出力端子はＰＮ乗算部１２
のＱ成分入力端子に接続されている。ＰＮ乗算部１２の
実部出力端子は平均化部１３の入力側に接続されてい
る。ＰＮ乗算部１２の虚部出力端子は平均化部１４の入
力側に接続されている。平均化部１３の出力側は絶対値
生成部１５の一方の入力端子に接続され、平均化部１４
の出力側が絶対値生成部１５の他方の入力端子に接続さ
れている。
【００１２】一方、ＩＱ分離部１１のＩ成分出力端子は
第２のデジタル演算部であるＰＮ乗算部１６のＩ成分入
力端子に接続されている。ＩＱ分離部１１のＱ成分出力
端子はＰＮ乗算部１６のＱ成分入力端子に接続されてい
る。ＰＮ乗算部１６の実部出力端子は平均化部１７の入
力側に接続されている。ＰＮ乗算部１６の虚部出力端子
は平均化部１８の入力側に接続されている。平均化部１
７の出力側は絶対値生成部１９の一方の入力端子に接続
され、平均化部１８の出力側が絶対値生成部１９の他方
の入力端子に接続されている。絶対値生成部１５の出力
側は、差分生成部２０の減算入力側へ接続され、絶対値
生成部１９の出力側は、差分生成部２０の加算入力側へ
接続されている。差分生成部２０の出力側は、位相ずれ
制御部２１の入力側に接続されている。位相ずれ制御部
２１の出力側は、ＰＮ符号発生器２２の入力側に接続さ
れている。ＰＮ符号発生器２２のアーリーＩ成分出力端
子は、ＰＮ乗算部１２のアーリーＩ成分入力端子に接続
され、ＰＮ符号発生器２２のアーリーＱ成分出力端子
は、ＰＮ乗算部１２のアーリーＱ成分入力端子に接続さ
れている。ＰＮ符号発生器２２のレイトＩ成分出力端子
は、ＰＮ乗算部１６のレイトＩ成分入力端子に接続さ
れ、ＰＮ符号発生器２２のレイトＱ成分出力端子は、Ｐ
Ｎ乗算部１６のレイトＱ成分入力端子に接続されてい
る。ＰＮ符号発生器２２のＰＮ符号出力端子は出力端子
２３に接続されている。
第２のデジタル演算部であるＰＮ乗算部１６のＩ成分入
力端子に接続されている。ＩＱ分離部１１のＱ成分出力
端子はＰＮ乗算部１６のＱ成分入力端子に接続されてい
る。ＰＮ乗算部１６の実部出力端子は平均化部１７の入
力側に接続されている。ＰＮ乗算部１６の虚部出力端子
は平均化部１８の入力側に接続されている。平均化部１
７の出力側は絶対値生成部１９の一方の入力端子に接続
され、平均化部１８の出力側が絶対値生成部１９の他方
の入力端子に接続されている。絶対値生成部１５の出力
側は、差分生成部２０の減算入力側へ接続され、絶対値
生成部１９の出力側は、差分生成部２０の加算入力側へ
接続されている。差分生成部２０の出力側は、位相ずれ
制御部２１の入力側に接続されている。位相ずれ制御部
２１の出力側は、ＰＮ符号発生器２２の入力側に接続さ
れている。ＰＮ符号発生器２２のアーリーＩ成分出力端
子は、ＰＮ乗算部１２のアーリーＩ成分入力端子に接続
され、ＰＮ符号発生器２２のアーリーＱ成分出力端子
は、ＰＮ乗算部１２のアーリーＱ成分入力端子に接続さ
れている。ＰＮ符号発生器２２のレイトＩ成分出力端子
は、ＰＮ乗算部１６のレイトＩ成分入力端子に接続さ
れ、ＰＮ符号発生器２２のレイトＱ成分出力端子は、Ｐ
Ｎ乗算部１６のレイトＱ成分入力端子に接続されてい
る。ＰＮ符号発生器２２のＰＮ符号出力端子は出力端子
２３に接続されている。
【００１３】図３は、図１中のＰＮ乗算部の構成図であ
る。ＰＮ乗算部のＩ成分入力端子に受信波ＩＮのＩ成分
ｒＩが入力され、Ｑ成分入力端子に受信波ＩＮのＱ成分
ｒＱが入力される。次に、Ｉ成分ｒＩとＰＮ符号のＩ成
分ＰＮＩとの乗算結果及びＱ成分ｒＱとＰＮ符号のＱ成
分ＰＮＱとの乗算結果が加算され、実部出力端子から次
の（１）式で表される実部ＰＩが出力される。 ＰＩ＝ｒＩ・ＰＮＩ＋ｒＱ・ＰＮＱ ・・・（１） 一方、Ｑ成分ｒＱとＰＮ符号のＩ成分ＰＮＩとの乗算結
果からＩ成分ｒＩとＰＮ符号のＱ成分ＰＮＱとの乗算結
果が減算され、虚部出力端子から次の（２）式で表され
る虚部ＰＱが出力される。 ＰＱ＝ｒＱ・ＰＮＩ−ｒＩ・ＰＮＱ ・・・（２） 図４は、図１中の平均化部の概略の構成ブロック図であ
る。この平均化部は、入力信号Ｐを積分して出力信号ｘ
（ｔ）を出力する積分回路３１を備えている。積分回路
３１の出力側には、Ｎ個（Ｎ；１以上の自然数）の遅延
素子３３−１〜３３−Ｎが直列接続されている。遅延素
子３２−１〜３２−Ｎの各出力側は、重み係数Ｋ１〜Ｋ
Ｎをそれぞれ有する係数素子３３−１〜３３−Ｎをそれ
ぞれ介して加算器３４に接続され、積分回路３１の出力
側も加算器３４に接続されている。平均化部の出力信号
ｙ（ｔ）は、次の（３）式で表される ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋Ｋ１ｙ（ｔ−Ｔ）＋Ｋ２ｙ（ｔ−２Ｔ）＋・・・ ＋ＫＮｙ（ｔ−ＮＴ） ・・・（３） 但し、 Ｔ；サンプル時間幅 次に、図１の動作を説明する。
る。ＰＮ乗算部のＩ成分入力端子に受信波ＩＮのＩ成分
ｒＩが入力され、Ｑ成分入力端子に受信波ＩＮのＱ成分
ｒＱが入力される。次に、Ｉ成分ｒＩとＰＮ符号のＩ成
分ＰＮＩとの乗算結果及びＱ成分ｒＱとＰＮ符号のＱ成
分ＰＮＱとの乗算結果が加算され、実部出力端子から次
の（１）式で表される実部ＰＩが出力される。 ＰＩ＝ｒＩ・ＰＮＩ＋ｒＱ・ＰＮＱ ・・・（１） 一方、Ｑ成分ｒＱとＰＮ符号のＩ成分ＰＮＩとの乗算結
果からＩ成分ｒＩとＰＮ符号のＱ成分ＰＮＱとの乗算結
果が減算され、虚部出力端子から次の（２）式で表され
る虚部ＰＱが出力される。 ＰＱ＝ｒＱ・ＰＮＩ−ｒＩ・ＰＮＱ ・・・（２） 図４は、図１中の平均化部の概略の構成ブロック図であ
る。この平均化部は、入力信号Ｐを積分して出力信号ｘ
（ｔ）を出力する積分回路３１を備えている。積分回路
３１の出力側には、Ｎ個（Ｎ；１以上の自然数）の遅延
素子３３−１〜３３−Ｎが直列接続されている。遅延素
子３２−１〜３２−Ｎの各出力側は、重み係数Ｋ１〜Ｋ
Ｎをそれぞれ有する係数素子３３−１〜３３−Ｎをそれ
ぞれ介して加算器３４に接続され、積分回路３１の出力
側も加算器３４に接続されている。平均化部の出力信号
ｙ（ｔ）は、次の（３）式で表される ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋Ｋ１ｙ（ｔ−Ｔ）＋Ｋ２ｙ（ｔ−２Ｔ）＋・・・ ＋ＫＮｙ（ｔ−ＮＴ） ・・・（３） 但し、 Ｔ；サンプル時間幅 次に、図１の動作を説明する。
【００１４】空間伝搬路を伝わって来た複素数で表され
る受信波ＩＮはＩＱ分離部１１でＩ成分とＱ成分とに分
離され、各々ＰＮ乗算部１２，１６に入力される。ＰＮ
乗算部１２では、ＰＮ符号発生器２２から入力されるア
ーリー側のＰＮ符号である位相の異なる２つのＰＮ符号
ＥＰＮＩ，ＥＰＮＱと、受信データのＩ成分、Ｑ成分と
を図３に示すようにデジタル的に乗算を行い、実部ＥＰ
Ｉ及び虚部ＥＰＱを平均化部１３，１４へそれぞれ出力
する。同様に、ＰＮ乗算部１６では、ＰＮ符号発生器２
２から入力されるレイト側の局部参照信号である位相の
異なる２つのＰＮ符号ＬＰＮＩ，ＬＰＮＱと、受信デー
タのＩ成分、Ｑ成分とをデジタル的に乗算を行い、実部
ＬＰＩ及び虚部ＬＰＱを平均化部１７，１８へそれぞれ
出力する。平均化部１３は、実部ＥＰＩに対して１サン
プル分積分を行い、これをＮ段のトランスバーサルフィ
ルタでフィルタリングして、平均値ｙ１３を絶対値生成
部１５へ入力する。平均化部１４は、虚部ＥＰＱに対し
て１サンプル分積分を行い、これをＮ段のトランスバー
サルフィルタでフィルタリングして、平均値ｙ１４を絶
対値生成部１５へ入力する。平均化部１７は、実部ＬＰ
Ｉに対して１サンプル分積分を行い、これをＮ段のトラ
ンスバーサルフィルタでフィルタリングして、平均値ｙ
１７を絶対値生成部１９へ入力する。平均化部１８は、
虚部ＬＰＱに対して１サンプル分積分を行い、これをＮ
段のトランスバーサルフィルタでフィルタリングして、
平均値ｙ１８を絶対値生成部１９へ入力する。
る受信波ＩＮはＩＱ分離部１１でＩ成分とＱ成分とに分
離され、各々ＰＮ乗算部１２，１６に入力される。ＰＮ
乗算部１２では、ＰＮ符号発生器２２から入力されるア
ーリー側のＰＮ符号である位相の異なる２つのＰＮ符号
ＥＰＮＩ，ＥＰＮＱと、受信データのＩ成分、Ｑ成分と
を図３に示すようにデジタル的に乗算を行い、実部ＥＰ
Ｉ及び虚部ＥＰＱを平均化部１３，１４へそれぞれ出力
する。同様に、ＰＮ乗算部１６では、ＰＮ符号発生器２
２から入力されるレイト側の局部参照信号である位相の
異なる２つのＰＮ符号ＬＰＮＩ，ＬＰＮＱと、受信デー
タのＩ成分、Ｑ成分とをデジタル的に乗算を行い、実部
ＬＰＩ及び虚部ＬＰＱを平均化部１７，１８へそれぞれ
出力する。平均化部１３は、実部ＥＰＩに対して１サン
プル分積分を行い、これをＮ段のトランスバーサルフィ
ルタでフィルタリングして、平均値ｙ１３を絶対値生成
部１５へ入力する。平均化部１４は、虚部ＥＰＱに対し
て１サンプル分積分を行い、これをＮ段のトランスバー
サルフィルタでフィルタリングして、平均値ｙ１４を絶
対値生成部１５へ入力する。平均化部１７は、実部ＬＰ
Ｉに対して１サンプル分積分を行い、これをＮ段のトラ
ンスバーサルフィルタでフィルタリングして、平均値ｙ
１７を絶対値生成部１９へ入力する。平均化部１８は、
虚部ＬＰＱに対して１サンプル分積分を行い、これをＮ
段のトランスバーサルフィルタでフィルタリングして、
平均値ｙ１８を絶対値生成部１９へ入力する。
【００１５】絶対値生成部１５では、フィルタリングさ
れた複素数（ｙ１３＋ｙ１４ｉ）（ｉ；虚数単位）の次
の（４）式で示される絶対値ｘＥを取ることにより実数
に変換する。 ｘＥ＝（ｙ１３ 2 ＋ｙ１４ 2 ）1/2 ・・・（４） 絶対値生成部１９では、フィルタリングされた複素数
（ｙ１７＋ｙ１８ｉ）の次の（５）式で示される絶対値
ｘＬを取ることにより実数に変換する。 ｘＬ＝（ｙ１７ 2 ＋ｙ１８ｉ2 ）1/2 ・・・（５） 絶対値ｘＥ，ｘＬを差分生成部２０に入力し、次の
（６）式で示される２つの絶対値ｘＥ，ｘＬの差分ｙを
取り、位相ずれ制御部２１へ出力する。 ｙ＝ｘＬ−ｘＥ ・・・（６） 位相ずれ制御部２１は、差分ｙが０より大きい時レイト
側の信号強度が強い、即ち同期時刻がレイト側にずれて
いると判定し、差分ｙが所定の閾値以上になると出力信
号Ｓ２１を＋１とする。
れた複素数（ｙ１３＋ｙ１４ｉ）（ｉ；虚数単位）の次
の（４）式で示される絶対値ｘＥを取ることにより実数
に変換する。 ｘＥ＝（ｙ１３ 2 ＋ｙ１４ 2 ）1/2 ・・・（４） 絶対値生成部１９では、フィルタリングされた複素数
（ｙ１７＋ｙ１８ｉ）の次の（５）式で示される絶対値
ｘＬを取ることにより実数に変換する。 ｘＬ＝（ｙ１７ 2 ＋ｙ１８ｉ2 ）1/2 ・・・（５） 絶対値ｘＥ，ｘＬを差分生成部２０に入力し、次の
（６）式で示される２つの絶対値ｘＥ，ｘＬの差分ｙを
取り、位相ずれ制御部２１へ出力する。 ｙ＝ｘＬ−ｘＥ ・・・（６） 位相ずれ制御部２１は、差分ｙが０より大きい時レイト
側の信号強度が強い、即ち同期時刻がレイト側にずれて
いると判定し、差分ｙが所定の閾値以上になると出力信
号Ｓ２１を＋１とする。
【００１６】一方、位相ずれ制御部２１は、差分ｙが０
より小さい時アーリー側の信号強度が強い、即ち同期時
刻がアーリー側にずれていると判定し、差分ｙが所定の
閾値以上になると出力信号Ｓ２１を−１とする。又、差
分ｙが所定の閾値を越えない場合は、出力信号Ｓ２１を
０とする。即ち、差分生成部２０の出力信号によってア
ーリー側の信号強度とレイト側の信号強度との差から同
期がどちらにずれているか、つまり進んでいるか遅れて
いるかが分かるので、これに応じてＰＮ符号発生器２２
にＰＮ符号を出力するためのクロックタイミングである
出力信号Ｓ２１を出力する。ＰＮ符号発生器２２は、位
相ずれ制御部２１の出力信号Ｓ２１が＋１のとき、基準
のクロックよりも1/2 チップ位相の進んだＰＮ符号ＥＰ
ＮＩ，ＥＰＮＱをＰＮ乗算部１２へ出力し、出力信号Ｓ
２１が−１のとき、基準のクロックよりも1/2 チップ位
相の遅れたＰＮ符号ＬＰＮＩ，ＬＰＮＱをＰＮ乗算部１
６へ出力する。更に、出力信号Ｓ２１が０のとき、ＰＮ
符号発生器２２は基準のクロックと位相が一致するＰＮ
符号Ｓ２２を出力端子２３へ出力する。以上のように、
本実施例によれば、従来技術におけるアナログ回路であ
るＶＣＯとループフィルタとを取り除き、その代わりに
デジタル回路である位相ずれ制御部２１を追加したの
で、乗算のスピードが速くなると共に、回路構成の簡略
化及び装置規模の小型化が実現する。
より小さい時アーリー側の信号強度が強い、即ち同期時
刻がアーリー側にずれていると判定し、差分ｙが所定の
閾値以上になると出力信号Ｓ２１を−１とする。又、差
分ｙが所定の閾値を越えない場合は、出力信号Ｓ２１を
０とする。即ち、差分生成部２０の出力信号によってア
ーリー側の信号強度とレイト側の信号強度との差から同
期がどちらにずれているか、つまり進んでいるか遅れて
いるかが分かるので、これに応じてＰＮ符号発生器２２
にＰＮ符号を出力するためのクロックタイミングである
出力信号Ｓ２１を出力する。ＰＮ符号発生器２２は、位
相ずれ制御部２１の出力信号Ｓ２１が＋１のとき、基準
のクロックよりも1/2 チップ位相の進んだＰＮ符号ＥＰ
ＮＩ，ＥＰＮＱをＰＮ乗算部１２へ出力し、出力信号Ｓ
２１が−１のとき、基準のクロックよりも1/2 チップ位
相の遅れたＰＮ符号ＬＰＮＩ，ＬＰＮＱをＰＮ乗算部１
６へ出力する。更に、出力信号Ｓ２１が０のとき、ＰＮ
符号発生器２２は基準のクロックと位相が一致するＰＮ
符号Ｓ２２を出力端子２３へ出力する。以上のように、
本実施例によれば、従来技術におけるアナログ回路であ
るＶＣＯとループフィルタとを取り除き、その代わりに
デジタル回路である位相ずれ制御部２１を追加したの
で、乗算のスピードが速くなると共に、回路構成の簡略
化及び装置規模の小型化が実現する。
【００１７】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、従来の同期追従装置におけるアナログ回路である
ＶＣＯとループフィルタとを取り除き、その代わりにデ
ジタル回路で構成した位相ずれ制御部を追加したので、
乗算器の乗算速度が速くなると共に、回路構成の簡略化
及び装置規模の小型化を実現できる。
れば、従来の同期追従装置におけるアナログ回路である
ＶＣＯとループフィルタとを取り除き、その代わりにデ
ジタル回路で構成した位相ずれ制御部を追加したので、
乗算器の乗算速度が速くなると共に、回路構成の簡略化
及び装置規模の小型化を実現できる。
【図１】本発明の実施例を示す同期追従装置の概略の構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図２】従来の同期追従装置の概略の構成ブロック図で
ある。
ある。
【図３】図１中のＰＮ乗算部の構成図である。
【図４】図１中の平均化部の概略の構成ブロック図であ
る。
る。
１１ ＩＱ分離部（分離部） １２，１６ ＰＮ乗算部（デジタル
演算部） １３，１４，１７，１８ 平均化部 １５，１９ 絶対値生成部 ２０ 差分生成部 ２１ 位相ずれ制御部 ２２ ＰＮ符号発生器（擬似
ランダム信号発生部）
演算部） １３，１４，１７，１８ 平均化部 １５，１９ 絶対値生成部 ２０ 差分生成部 ２１ 位相ずれ制御部 ２２ ＰＮ符号発生器（擬似
ランダム信号発生部）
Claims (1)
- 【請求項１】 スペクトル拡散によって変調された信号
を同一周波数帯域内に多重化して通信を行う符号分割多
重接続方式に基づく移動通信システムの受信局での同期
追従装置おいて、 空間伝搬路を伝わって来た複素数で表される受信信号を
同相成分と直交成分とに分離する分離部と、 前記同相成分と第１の擬似ランダム信号との乗算結果と
前記直交成分と第２の擬似ランダム信号との乗算結果と
を加算して複素数の実部を出力し、かつ該直交成分と該
第１の擬似ランダム信号との乗算結果から該同相成分と
該第２の擬似ランダム信号との乗算結果を減算して該複
素数の虚部を出力する第１のデジタル演算部と、 前記同相成分と第３の擬似ランダム信号との乗算結果と
前記直交成分と第４の擬似ランダム信号との乗算結果と
を加算して複素数の実部を出力し、かつ該直交成分と該
第３の擬似ランダム信号との乗算結果から該同相成分と
該第４の擬似ランダム信号との乗算結果を減算して該複
素数の虚部を出力する第２のデジタル演算部と、 前記第１のデジタル乗算部から出力された実部に対して
１シンボル分の積分を逐次行い、該積分結果をトランス
バーサルフィルタを用いて平均化する第１の平均化回路
と、 前記第１のデジタル乗算部から出力された虚部に対して
１シンボル分の積分を逐次行い、該積分結果をトランス
バーサルフィルタを用いて平均化する第２の平均化回路
と、 前記第２のデジタル乗算部から出力された実部に対して
１シンボル分の積分を逐次行い、該積分結果をトランス
バーサルフィルタを用いて平均化する第３の平均化回路
と、 前記第２のデジタル乗算部から出力された虚部に対して
１シンボル分の積分を逐次行い、該積分結果をトランス
バーサルフィルタを用いて平均化する第４の平均化回路
と、 前記第１の平均化回路の出力信号及び第２の平均化回路
の出力信号をそれぞれ実部及び虚部とする第１の複素数
の絶対値を生成する第１の絶対値生成部と、 前記第３の平均化回路の出力信号及び第４の平均化回路
の出力信号をそれぞれ実部及び虚部とする第２の複素数
の絶対値を生成する第２の絶対値生成部と、 前記第１の複素数の絶対値と第２の複素数の絶対値との
差分値を生成する差分生成部と、 前記差分値に基づきクロックのタイミングをデジタル的
に変更する位相ずれ制御部と、 前記位相ずれ制御部から出力されたクロックに基づき前
記第１の擬似ランダム信号及び該第１の擬似ランダム信
号とは位相の異なる前記第２の擬似ランダム信号をそれ
ぞれ前記第１のデジタル乗算部に入力し、かつ前記第３
の擬似ランダム信号及び該第３の擬似ランダム信号とは
位相の異なる前記第４の擬似ランダム信号をそれぞれ前
記第２のデジタル乗算部に入力し、更に前記クロックと
同一位相の第５の擬似ランダム信号を前記移動通信シス
テム内へ出力する擬似ランダム信号発生部とを、 備えたことを特徴とする同期追従装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6203156A JPH0870265A (ja) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | 同期追従装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6203156A JPH0870265A (ja) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | 同期追従装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0870265A true JPH0870265A (ja) | 1996-03-12 |
Family
ID=16469366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6203156A Pending JPH0870265A (ja) | 1994-08-29 | 1994-08-29 | 同期追従装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0870265A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10305536B2 (en) | 1999-05-31 | 2019-05-28 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Apparatus and method for modulating data message by employing orthogonal variable spreading factor (OVSF) codes in mobile communication system |
-
1994
- 1994-08-29 JP JP6203156A patent/JPH0870265A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10305536B2 (en) | 1999-05-31 | 2019-05-28 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Apparatus and method for modulating data message by employing orthogonal variable spreading factor (OVSF) codes in mobile communication system |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030318 |