JPH087070B2 - 位相変調方式の光ファイバジャイロ - Google Patents
位相変調方式の光ファイバジャイロInfo
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- JPH087070B2 JPH087070B2 JP1079107A JP7910789A JPH087070B2 JP H087070 B2 JPH087070 B2 JP H087070B2 JP 1079107 A JP1079107 A JP 1079107A JP 7910789 A JP7910789 A JP 7910789A JP H087070 B2 JPH087070 B2 JP H087070B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、移動車両等に搭載された回転角速度を検出
するための光ファイバジャイロに関し、さらに詳しく
は、光源と光源からの光を左右両回りに伝播させる光路
とからなる光学系と、前記光学系に設けられ所定の周波
数で駆動する位相変調器と、前記光学系からの光出力信
号を電気信号に変換する光電変換部と、前記光電変換部
の出力信号のうち所定の周波数成分を抽出し角速度演算
を行なう信号処理部とからなる位相変調方式の光ファイ
バジャイロに関する。
するための光ファイバジャイロに関し、さらに詳しく
は、光源と光源からの光を左右両回りに伝播させる光路
とからなる光学系と、前記光学系に設けられ所定の周波
数で駆動する位相変調器と、前記光学系からの光出力信
号を電気信号に変換する光電変換部と、前記光電変換部
の出力信号のうち所定の周波数成分を抽出し角速度演算
を行なう信号処理部とからなる位相変調方式の光ファイ
バジャイロに関する。
〔従来の技術〕 この種の位相変調方式の光ファイバジャイロは、以下
の原理に基づき回転角速度を検出するものである。
の原理に基づき回転角速度を検出するものである。
すなわち、前記光学系に角速度Ωで回転が加わると、
サグナック（Sagnac）効果により、前記光路を左右両回
りに伝般する光に位相差△θが生ずる。このとき、角速
度Ωと位相差Δθの関係は △θ＝（８πA/λｃ）Ω （１） A:光路の取り囲む面積 C:真空中の光速 λ：真空中の波長 なる式が成立つ。
サグナック（Sagnac）効果により、前記光路を左右両回
りに伝般する光に位相差△θが生ずる。このとき、角速
度Ωと位相差Δθの関係は △θ＝（８πA/λｃ）Ω （１） A:光路の取り囲む面積 C:真空中の光速 λ：真空中の波長 なる式が成立つ。
前記位相変調器による変調電圧ｆ（ｔ）を ｆ（ｔ）＝bsin ωmt （２） b:変調度 ωm:変調角周波数 とすると、前記光路を通過する光は、右回りと左回りで
φだけ位相変調の位相がずれる。
φだけ位相変調の位相がずれる。
φ＝ωｍτ＝nlωmc＝２πfmn/c （３） τ：光の通過時間 l:ファイバ長 n:屈折率 fm:変調周波数 前記光学系の光出力を光電変換部にて電気信号に変換
すると、 Ｓ（△θ,t）＝|E1sin｛ωｔ＋△θ/2 ＋bsin（ωｍ＋φ/2）｝＋E2sin｛ωｔ−△θ/2 ＋bsin（ωｍ−φ/2）｝|2 ＝1/2（E1 2＋E2 2） ＋E1E2J0（2bsin（φ/2））cos△θ （DCレベル信号分） ＋2E1E2J1（2bsin（φ/2））sin△θcosωmt （基本周波数成分S1） ＋2E1E2J2（2bsin（φ/2））cos△θcos2ωmt （第２高周波成分S2） ＋2E1E2J3（2bsin（φ/2））sin△θcos3ωmt （第３高周波成分S3） ＋2E1E2J4（2bsin（φ/2））cos△θcos4ωmt （第４高周波成分S4） ＋ ……（４） となる。ここでJnはベッセル関数である。
すると、 Ｓ（△θ,t）＝|E1sin｛ωｔ＋△θ/2 ＋bsin（ωｍ＋φ/2）｝＋E2sin｛ωｔ−△θ/2 ＋bsin（ωｍ−φ/2）｝|2 ＝1/2（E1 2＋E2 2） ＋E1E2J0（2bsin（φ/2））cos△θ （DCレベル信号分） ＋2E1E2J1（2bsin（φ/2））sin△θcosωmt （基本周波数成分S1） ＋2E1E2J2（2bsin（φ/2））cos△θcos2ωmt （第２高周波成分S2） ＋2E1E2J3（2bsin（φ/2））sin△θcos3ωmt （第３高周波成分S3） ＋2E1E2J4（2bsin（φ/2））cos△θcos4ωmt （第４高周波成分S4） ＋ ……（４） となる。ここでJnはベッセル関数である。
（４）式のうち、基本周波数成分S1及び第２高周波成
分S2を抽出することにより、△θが求まる。
分S2を抽出することにより、△θが求まる。
△θ＝tan-1［J2（ξ）/J1（ξ）・S1/S2］ （５） ξ＝2bsin（φ/2） （５）式によれば、△θの値は不定となるが、S1とS2
の符号を調べることで特定することができる。
の符号を調べることで特定することができる。
そして、従来、第２高調波成分S2及び第４高調波成分
S4との比 S2/S4＝J2（ξ）/J4（ξ） （６） を一定にするようξ＝2bsin（φ/2）を制御することに
より（５）式の定数項J2（ξ）/J1（ξ）を一定に保持
していた。
S4との比 S2/S4＝J2（ξ）/J4（ξ） （６） を一定にするようξ＝2bsin（φ/2）を制御することに
より（５）式の定数項J2（ξ）/J1（ξ）を一定に保持
していた。
つまり、前記光学系からの出力信号のうち基本変調周
波数成分と複数の高次変調周波数成分を抽出し、それら
複数の成分間での振幅比を所定値に収束すべく前記位相
変調器の駆動周波数を制御することにより、温度や圧力
等の環境変化による光ファイバ中の偏波状態の変動等に
起因するスケールファクタ（入力位相差と出力電圧の比
例係数）の変動を補償していた。
波数成分と複数の高次変調周波数成分を抽出し、それら
複数の成分間での振幅比を所定値に収束すべく前記位相
変調器の駆動周波数を制御することにより、温度や圧力
等の環境変化による光ファイバ中の偏波状態の変動等に
起因するスケールファクタ（入力位相差と出力電圧の比
例係数）の変動を補償していた。
そして、前記基本変調周波数成分と複数の高次変調周
波数成分を抽出するために、前記光電変換部の後段に各
周波数成分に対応する複数の同期検波回路（ロックイン
・アンプと称する）を設けてあり、それら同期検波回路
の各出力を順次デジタル信号に変換するA/D変換部を介
して角速度演算、前記位相変調器の駆動周波数の制御等
を行なうデジタル信号処理部に入力していた。
波数成分を抽出するために、前記光電変換部の後段に各
周波数成分に対応する複数の同期検波回路（ロックイン
・アンプと称する）を設けてあり、それら同期検波回路
の各出力を順次デジタル信号に変換するA/D変換部を介
して角速度演算、前記位相変調器の駆動周波数の制御等
を行なうデジタル信号処理部に入力していた。
前記同期検波回路は、基本変調周波数信号と複数の高
次変調周波数信号が夫々参照信号として入力され、前記
光電変換部の出力信号の各変調周波数成分ごとのスペク
トルを直流電圧として出力するアナログ信号処理回路で
ある。
次変調周波数信号が夫々参照信号として入力され、前記
光電変換部の出力信号の各変調周波数成分ごとのスペク
トルを直流電圧として出力するアナログ信号処理回路で
ある。
上述した従来技術の回路構成によれば、スケールファ
クタの変動を補償するうえで、アナログ信号処理部、特
に前記同期検波回路の安定性がその精度に大きな影響を
及ぼすことになる。
クタの変動を補償するうえで、アナログ信号処理部、特
に前記同期検波回路の安定性がその精度に大きな影響を
及ぼすことになる。
つまり、前記同期検波回路では、アナログ信号を取扱
うために、温度特性に基づく出力電圧の変動や経時変化
により補償精度が劣化する虞があり、また、初期にゲイ
ン等の調整工程が複数の同期検波回路に必要とされ、そ
の際の調整誤差が補償精度に大きな影響を及ぼすことに
なるのである。
うために、温度特性に基づく出力電圧の変動や経時変化
により補償精度が劣化する虞があり、また、初期にゲイ
ン等の調整工程が複数の同期検波回路に必要とされ、そ
の際の調整誤差が補償精度に大きな影響を及ぼすことに
なるのである。
さらには、そのような同期検波回路を複数個必要とす
るために部品コストの上昇を招来するばかりでなく、前
記調整工程が複雑なために組立・調整時間が長くなり組
立・調整コストの上昇をも招来するのである。
るために部品コストの上昇を招来するばかりでなく、前
記調整工程が複雑なために組立・調整時間が長くなり組
立・調整コストの上昇をも招来するのである。
そこで、不安定なアナログ回路である同期検波回路を
用いずに、前記光電変換部の出力信号を直接にデジタル
信号に変換するA/D変換部と、前記デジタル信号から所
定の周波数成分を抽出し角速度演算を行う信号処理部を
設けて、同期検波せずに基本変調周波数成分と複数の高
次変調周波数成分に分解することが考えられるが、第４
高調波成分まで求めるためには、前記A/D変換部におい
て、標本化定理に基づき前記光学系の出力信号の基本変
調周波数fmの８倍の周波数でサンプリングする必要があ
り（サンプリング周波数fs＝２・4fm）、そのような高
速のA/D変換素子は非常に高価なものであるという問題
点があった。
用いずに、前記光電変換部の出力信号を直接にデジタル
信号に変換するA/D変換部と、前記デジタル信号から所
定の周波数成分を抽出し角速度演算を行う信号処理部を
設けて、同期検波せずに基本変調周波数成分と複数の高
次変調周波数成分に分解することが考えられるが、第４
高調波成分まで求めるためには、前記A/D変換部におい
て、標本化定理に基づき前記光学系の出力信号の基本変
調周波数fmの８倍の周波数でサンプリングする必要があ
り（サンプリング周波数fs＝２・4fm）、そのような高
速のA/D変換素子は非常に高価なものであるという問題
点があった。
本発明の目的は上記従来欠点を解消する点にある。
〔課題を解決するための手段〕 この目的を達成するため、本発明による位相変調方式
の光ファイバジャイロの特徴構成は、前記信号処理部
を、前記光電変換部の出力信号の一周期に対するサンプ
リングパルスを複数周期にわたり時間をずらせて繰り返
し発生させる等価時間サンプリングパルス発生部と、前
記等価時間サンプリングパルス発生部からのサンプリン
グパルスに基づき、前記光電変換部の出力信号を所定数
のデジタル信号に変換するA/D変換部と、前記所定数の
デジタル信号を一周期の信号に復元して所定の周波数成
分を抽出した後に前記角速度演算を行うデジタル信号処
理部とから構成してある点にある。
の光ファイバジャイロの特徴構成は、前記信号処理部
を、前記光電変換部の出力信号の一周期に対するサンプ
リングパルスを複数周期にわたり時間をずらせて繰り返
し発生させる等価時間サンプリングパルス発生部と、前
記等価時間サンプリングパルス発生部からのサンプリン
グパルスに基づき、前記光電変換部の出力信号を所定数
のデジタル信号に変換するA/D変換部と、前記所定数の
デジタル信号を一周期の信号に復元して所定の周波数成
分を抽出した後に前記角速度演算を行うデジタル信号処
理部とから構成してある点にある。
つまり、前記信号処理部においては、前記光電変換部
の出力信号をA/D変換部で直接にデジタル信号に変換し
た後、そのデジタル信号を後段のデジタル信号処理部で
基本変調周波数成分と複数の高次変調周波数成分に分解
し、所定の演算を施すことにより角速度の導出、及び、
前記位相変換器の駆動周波数の制御を行なうように構成
してあるので、そのような信号処理部にあっては、アナ
ログ信号処理部としての同期検波回路が不要となるので
ある。
の出力信号をA/D変換部で直接にデジタル信号に変換し
た後、そのデジタル信号を後段のデジタル信号処理部で
基本変調周波数成分と複数の高次変調周波数成分に分解
し、所定の演算を施すことにより角速度の導出、及び、
前記位相変換器の駆動周波数の制御を行なうように構成
してあるので、そのような信号処理部にあっては、アナ
ログ信号処理部としての同期検波回路が不要となるので
ある。
しかも、A/D変換部は、等価時間サンプリングパルス
発生部からのサンプリングパルスに基づき、前記光電変
換部の出力信号を所定数のデジタル信号に変換するもの
であるので、例えば、３周期にわたる等価時間サンプリ
ングを行えば、サンプリング周波数はfs＝（２・4/3）f
mと本来必要なサンプリング周波数fs＝２・4fmの1/3で
済み、それだけ安価な低速のA/D変換素子を用いること
ができることになる。ここに、等価時間サンプリングパ
ルス発生部による等価時間サンプリングパルスは、前記
光電変換部の出力信号がほぼ周期的な信号とみなせる複
数周期であればよく、その限りにおいて２周期であって
も４周期であってもよい。
発生部からのサンプリングパルスに基づき、前記光電変
換部の出力信号を所定数のデジタル信号に変換するもの
であるので、例えば、３周期にわたる等価時間サンプリ
ングを行えば、サンプリング周波数はfs＝（２・4/3）f
mと本来必要なサンプリング周波数fs＝２・4fmの1/3で
済み、それだけ安価な低速のA/D変換素子を用いること
ができることになる。ここに、等価時間サンプリングパ
ルス発生部による等価時間サンプリングパルスは、前記
光電変換部の出力信号がほぼ周期的な信号とみなせる複
数周期であればよく、その限りにおいて２周期であって
も４周期であってもよい。
従って、本発明による位相変調方式の光ファイバジャ
イロによれば、前記光電変換部の出力信号をA/D変換部
が直接にデジタル信号に変換してデジタル信号処理部に
入力するよう構成してあるので、温度特性や経時変化に
よる出力電圧の変動で補償精度が劣化する虞があり、種
々の調整工程が必要とされる同期検波回路を使用する必
要が無く、部品コスト及び組立コストの低減が達成でき
るとともに、長期にわたり安定して所期の性能を確保す
ることができるようになった。
イロによれば、前記光電変換部の出力信号をA/D変換部
が直接にデジタル信号に変換してデジタル信号処理部に
入力するよう構成してあるので、温度特性や経時変化に
よる出力電圧の変動で補償精度が劣化する虞があり、種
々の調整工程が必要とされる同期検波回路を使用する必
要が無く、部品コスト及び組立コストの低減が達成でき
るとともに、長期にわたり安定して所期の性能を確保す
ることができるようになった。
さらには、等価時間サンプリングにより、安価な低速
のA/D変換素子を用いることができるので、著しくコス
ト低減効果が図られるようになった。
のA/D変換素子を用いることができるので、著しくコス
ト低減効果が図られるようになった。
以下に本発明の実施例を図面に基づき説明する。
位相変調方式の光ファイバジャイロは、第１図に示す
ように、レーザダイオードなどを用いた光源（２）と光
源（２）からの光を左右両回りに伝般させる光路（３）
とからなる光学系（１）と、前記光路（３）の一端に設
けられ所定の周波数で駆動する位相変調器（６）と、前
記光学系（１）からの光出力信号を電気信号に変換する
光電変換部（７）と、前記光電変換部（７）の出力信号
に基づき角速度演算等を行なう信号処理部（８）とで構
成してある。
ように、レーザダイオードなどを用いた光源（２）と光
源（２）からの光を左右両回りに伝般させる光路（３）
とからなる光学系（１）と、前記光路（３）の一端に設
けられ所定の周波数で駆動する位相変調器（６）と、前
記光学系（１）からの光出力信号を電気信号に変換する
光電変換部（７）と、前記光電変換部（７）の出力信号
に基づき角速度演算等を行なう信号処理部（８）とで構
成してある。
前記光路（３）は偏波保存型単一モード光ファイバを
コイル状に巻いてなる光ファイバループで構成され、前
記光源（２）からの光が偏波保存型光カップラ（４），
（′）と偏光フィルタ（５）を介して導かれる。すなわ
ち、前記光源（２）と偏波保存型光カップラ（４），
（４′）と偏光フィルタ（５）と光路（３）とで光学系
（１）を構成してある。
コイル状に巻いてなる光ファイバループで構成され、前
記光源（２）からの光が偏波保存型光カップラ（４），
（′）と偏光フィルタ（５）を介して導かれる。すなわ
ち、前記光源（２）と偏波保存型光カップラ（４），
（４′）と偏光フィルタ（５）と光路（３）とで光学系
（１）を構成してある。
前記位相変調器（６）は、前記光路（３）を構成する
光ファイバを前記光路（３）の一端で電歪素子（PZT）
に巻き付けて構成してあり、後述の駆動部（11）からの
信号で前記電歪素子を所定の周波数で駆動することによ
って、光ファイバを伸縮させて前記光路（３）中を伝般
する光の位相を変調する。
光ファイバを前記光路（３）の一端で電歪素子（PZT）
に巻き付けて構成してあり、後述の駆動部（11）からの
信号で前記電歪素子を所定の周波数で駆動することによ
って、光ファイバを伸縮させて前記光路（３）中を伝般
する光の位相を変調する。
前記光電変換部（７）は、前記光路（３）を左右両回
りに伝般し前記偏波保存型光カップラ（４）から出力さ
れる光信号を電気信号に変換する光電変換部（7a）と光
電変換部（7a）により変換された微小な電気信号を適度
なレベルに増幅する前置増幅器（プリアンプ）（7b）と
で構成してある。
りに伝般し前記偏波保存型光カップラ（４）から出力さ
れる光信号を電気信号に変換する光電変換部（7a）と光
電変換部（7a）により変換された微小な電気信号を適度
なレベルに増幅する前置増幅器（プリアンプ）（7b）と
で構成してある。
前記信号処理部（８）は、前記前置増幅器（7b）から
の出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換部（９）
と、A/D変換部（９）からの出力信号に基づき角速度演
算、前記位相変調器（６）へのフィードバック制御等を
実行するデジタル信号処理部（10）と、前記位相変調器
（６）を駆動する駆動部（11）と、前記A/D変換部
（９）及び前記駆動部（11）夫々に所定の信号を伝える
信号発生部（12）と、前記デジタル信号処理部（10）か
らのフィードバックデータを前記駆動部（11）に伝える
D/A変換部（13）等で構成してある。
の出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換部（９）
と、A/D変換部（９）からの出力信号に基づき角速度演
算、前記位相変調器（６）へのフィードバック制御等を
実行するデジタル信号処理部（10）と、前記位相変調器
（６）を駆動する駆動部（11）と、前記A/D変換部
（９）及び前記駆動部（11）夫々に所定の信号を伝える
信号発生部（12）と、前記デジタル信号処理部（10）か
らのフィードバックデータを前記駆動部（11）に伝える
D/A変換部（13）等で構成してある。
前記A/D変換部（９）は、後述のサンプリングパルス
に同期して前記前置増幅器（7b）からの出力アナログ信
号を取込むサンプルホールド回路と、サンプルホールド
回路によりサンプルホールドされたアナログ信号をデジ
タル信号に変換するA/D変換部とで構成してあり、前記
光学系（１）からの出力信号のうち、基本変調周波数成
分（周波数fm）、第２高周波成分（周波数2fm）、及び
第４高調波成分（周波数4fm）を取込む。
に同期して前記前置増幅器（7b）からの出力アナログ信
号を取込むサンプルホールド回路と、サンプルホールド
回路によりサンプルホールドされたアナログ信号をデジ
タル信号に変換するA/D変換部とで構成してあり、前記
光学系（１）からの出力信号のうち、基本変調周波数成
分（周波数fm）、第２高周波成分（周波数2fm）、及び
第４高調波成分（周波数4fm）を取込む。
前記サンプリングパルスは、前記信号発生部（12）の
基準信号発生部（12a）から出力される周波数frの基準
信号を分周器（12b）にて周波数fsに分周して得られる
信号であり、第２図に示すように、前記光学系（１）の
出力信号の基本変調周波数fmの１周期に対するサンプリ
ングタイミングを３周期にわたり時間的にずらせて繰返
し発生すべく周波数fs＝8/3・fmに分周してある。
基準信号発生部（12a）から出力される周波数frの基準
信号を分周器（12b）にて周波数fsに分周して得られる
信号であり、第２図に示すように、前記光学系（１）の
出力信号の基本変調周波数fmの１周期に対するサンプリ
ングタイミングを３周期にわたり時間的にずらせて繰返
し発生すべく周波数fs＝8/3・fmに分周してある。
つまり、本来前記第４高調波成分まで取込むために
は、標本化定理に基づき8fm（２×4fm）以上の周波数ノ
サンプリングパルスが必要なところを、前記光学系
（１）の出力信号が３周期にわたりほぼ一定であること
を前程として、１周期に必要なサンプリング数を３周期
にわたりサンプリングする等価時間サンプリング手法を
用い、比較的低価格である低速かつ高精度のA/D変換器
の使用を可能としている。
は、標本化定理に基づき8fm（２×4fm）以上の周波数ノ
サンプリングパルスが必要なところを、前記光学系
（１）の出力信号が３周期にわたりほぼ一定であること
を前程として、１周期に必要なサンプリング数を３周期
にわたりサンプリングする等価時間サンプリング手法を
用い、比較的低価格である低速かつ高精度のA/D変換器
の使用を可能としている。
前記デジタル信号処理部（10）は、高速デジタルシグ
ナルプロセッサ（DSP）と信号入出力インターフェイス
回路で構成され、詳しくは、前記A/D変換部（９）で３
周期にわたりデジタル信号に変換されたサンプリングデ
ータを１周期の時系列的なサンプリングデータとして再
配列する信号復元処理部と、復元されたデータから
（４）式に示した各周波数成分（S1,S2,S4）を抽出し、
前記分周器（12b）に分周された位相基準信号の入力に
基づき基本周波数成分S1及び第２高調波成分S2の符号を
調べ（５）式による位相差△θを求め、その結果を
（１）式に代入し回転角速度を求める角速度演算部と、
（６）式による第２高調波成分と第４高調波成分の比を
一定にすべく（２）式で表わされる変調電圧の制御を行
なう変調電圧制御部等からなる。
ナルプロセッサ（DSP）と信号入出力インターフェイス
回路で構成され、詳しくは、前記A/D変換部（９）で３
周期にわたりデジタル信号に変換されたサンプリングデ
ータを１周期の時系列的なサンプリングデータとして再
配列する信号復元処理部と、復元されたデータから
（４）式に示した各周波数成分（S1,S2,S4）を抽出し、
前記分周器（12b）に分周された位相基準信号の入力に
基づき基本周波数成分S1及び第２高調波成分S2の符号を
調べ（５）式による位相差△θを求め、その結果を
（１）式に代入し回転角速度を求める角速度演算部と、
（６）式による第２高調波成分と第４高調波成分の比を
一定にすべく（２）式で表わされる変調電圧の制御を行
なう変調電圧制御部等からなる。
なお、前記変調電圧制御部の出力は、前記位相変調器
（６）による変調度を一定にすべく、前記D/A変換部（1
3）を介して駆動部（11）に入力される。
（６）による変調度を一定にすべく、前記D/A変換部（1
3）を介して駆動部（11）に入力される。
以下に本発明の別実施例を説明する。
［１］先の実施例では、サンプリングパルスを、基準信
号発生器（12a）の出力信号を分周して発生させていた
が、サンプリングパルスとしては、前記位相変調器
（６）の変調信号に同期する位相同期回路を用いて発生
させても良い。
号発生器（12a）の出力信号を分周して発生させていた
が、サンプリングパルスとしては、前記位相変調器
（６）の変調信号に同期する位相同期回路を用いて発生
させても良い。
［２］先の実施例では、等価時間サンプリング手法とし
て、１周期に対して必要なサンプリングデータを３周期
にわたりサンプリングしているが、これに限定されるこ
とは無く、１周期に対して必要なサンプリングデータを
ｎ周期（ｎ＞１）にわたりサンプリングすることにして
もよい。
て、１周期に対して必要なサンプリングデータを３周期
にわたりサンプリングしているが、これに限定されるこ
とは無く、１周期に対して必要なサンプリングデータを
ｎ周期（ｎ＞１）にわたりサンプリングすることにして
もよい。
［３］先の実施例では、A/D変換部（９）によるデータ
サンプリングを単一のA/D変換器を使用し、等価時間サ
ンプリング手法により行なっているが、第３図に示すよ
うに、A/D変換器を複数個用いて、それぞれのA/D変換器
によるデータサンプリングを基本周波数fmの１周期にわ
たり標本化定理を満たす周波数（例えば先の実施例で
は、fs＝8fm）のサンプリングパルスを周波数fs1〜fsn
に分周して各別のA/D変換器に異なるタイミングで供給
して行ってもよい。
サンプリングを単一のA/D変換器を使用し、等価時間サ
ンプリング手法により行なっているが、第３図に示すよ
うに、A/D変換器を複数個用いて、それぞれのA/D変換器
によるデータサンプリングを基本周波数fmの１周期にわ
たり標本化定理を満たす周波数（例えば先の実施例で
は、fs＝8fm）のサンプリングパルスを周波数fs1〜fsn
に分周して各別のA/D変換器に異なるタイミングで供給
して行ってもよい。
この場合、低価格である低速のA/D変換器を使いなが
らも１周期で全サンプリングが終了するのでダイナミッ
クレンジが大きくなる利点がある。
らも１周期で全サンプリングが終了するのでダイナミッ
クレンジが大きくなる利点がある。
［４］先の実施例による等価時間サンプリング手法を
［３］に記載の複数のA/D変換器に採用してもよい。
［３］に記載の複数のA/D変換器に採用してもよい。
図面は本発明に係る位相変調方式の光ファイバジャイロ
の実施例を示し、第１図はブロック構成図、第２図はA/
D変換部によるサンプリングタイミングを表わすタイミ
ングチャートであり、第３図は別実施例を示す信号処理
部のブロック構成図である。 （１）……光学系、（２）……光源、（３）……光路、
（６）……位相変調器、（７）……光電変換部、（８）
……信号処理部、（９）……A/D変換部、（10）……デ
ジタル信号処理部。
の実施例を示し、第１図はブロック構成図、第２図はA/
D変換部によるサンプリングタイミングを表わすタイミ
ングチャートであり、第３図は別実施例を示す信号処理
部のブロック構成図である。 （１）……光学系、（２）……光源、（３）……光路、
（６）……位相変調器、（７）……光電変換部、（８）
……信号処理部、（９）……A/D変換部、（10）……デ
ジタル信号処理部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−138812（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−71499（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−51317（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】光源と光源からの光を左右両回りに伝播さ
せる光路とからなる光学系と、前記光学系に設けられ所
定の周波数で駆動する位相変調器と、前記光学系からの
光出力信号を電気信号に変換する光電変換部と、前記光
電変換部の出力信号のうち所定の周波数成分を抽出し角
速度演算を行う信号処理部とからなる位相変調方式の光
ファイバジャイロにおいて、 前記信号処理部を、前記光電変換部の出力信号の一周期
に対するサンプリングパルスを複数周期にわたり時間を
ずらせて繰り返し発生させる等価時間サンプリングパル
ス発生部と、前記等価時間サンプリングパルス発生部か
らのサンプリングパルスに基づき、前記光電変換部の出
力信号を所定数のデジタル信号に変換するA/D変換部
と、前記所定数のデジタル信号を一周期の信号に復元し
て所定の周波数成分を抽出した後に前記角速度演算を行
うデジタル信号処理部とから構成してある位相変調方式
の光ファイバジャイロ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1079107A JPH087070B2 (ja) | 1989-03-29 | 1989-03-29 | 位相変調方式の光ファイバジャイロ |
| US07/500,013 US5080489A (en) | 1989-03-29 | 1990-03-27 | Fiber optic gyroscope for detecting angular velocity of rotation using equivalent time sampling |
| DE4009933A DE4009933A1 (de) | 1989-03-29 | 1990-03-28 | Phasenmoduliertes faseroptisches gyroskop |
| FR9004043A FR2645264A1 (fr) | 1989-03-29 | 1990-03-29 | Gyroscope a fibre optique |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1079107A JPH087070B2 (ja) | 1989-03-29 | 1989-03-29 | 位相変調方式の光ファイバジャイロ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02254313A JPH02254313A (ja) | 1990-10-15 |
| JPH087070B2 true JPH087070B2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=13680676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1079107A Expired - Lifetime JPH087070B2 (ja) | 1989-03-29 | 1989-03-29 | 位相変調方式の光ファイバジャイロ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH087070B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6171499A (ja) * | 1984-09-14 | 1986-04-12 | Hitachi Ltd | デ−タサンプリング方法 |
| JPS6251317A (ja) * | 1985-08-30 | 1987-03-06 | Nec Home Electronics Ltd | Ａ／ｄ変換装置 |
| JPH02138812A (ja) * | 1988-11-18 | 1990-05-28 | Hitachi Cable Ltd | 信号解析装置及びそれを用いた回転角速度センサ |
-
1989
- 1989-03-29 JP JP1079107A patent/JPH087070B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02254313A (ja) | 1990-10-15 |
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