JPH087957B2 - 磁気ヘツドのデイジタル位置決め制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はセクタサーボ方式によるFDD装置（フロッピ
ィディスク装置）の磁気ヘッドのディジタル位置決め制
御装置に関するものである。

〔従来技術〕

FDD装置においてはサーボ機構を簡単化できること
や、装置の大きさおよびコスト的観点から磁気ヘッド位
置決めのためのアクチュエータとしてステップモータが
利用されている。

しかし、小型化，大容量化に伴い、磁気ディスクのデ
ータトラック間ピッチが狭くなるに従って、データトラ
ックの偏心が無視できなくなることから、ステップモー
タを開ループ制御ではなくセクタサーボ方式によりフィ
ードバック制御し、位置決め精度の向上を図っている。

セクタサーボ方式とは周知の通り磁気ディスクのデー
タ面を幾つかのセクタに分け、このセクタ先頭にトラッ
ク位置情報を書き込むことによって、セクタ数と磁気デ
ィスクの回転数によって決まるサンプリングタイム毎に
トラック位置情報を得、フィードバック制御を行うとい
う方式である。

従来、FDD装置におけるセクタサーボ方式によるフィ
ードバック制御では特開昭58-151613号明細書に記載さ
れている如く、セクタの先頭から得られるトラック位置
情報に従って、１セクタ１ステップの割合で磁気ヘッド
をステップモータにより内周方向あるいは外周方向へ送
るという方法が取られている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

この方法では磁気ヘッドのデータトラック追従誤差が
データトラックの１セクタ当りの最大偏心量によって決
まる磁気ヘッドの送りピッチに概ね等しくなるため、セ
クタ数を増さない限りデータトラック密度をより高密度
にすることが難しいという問題がある。さらに、ステッ
プモータの動特性はバネ−質量系の特性を持つため、ス
テップ送りによる位置決めでは磁気ヘッドが振動的にな
り、高精度位置決めが難しい。

本発明は、ステップモータの振動的特性を補償し、さ
らに偏心するデータトラックへの磁気ヘッドの追従特性
向上を目的として創案されたものであって、ステップモ
ータの機械的な構造から決まる送りピッチにかかわら
ず、ステップモータの位置（すなわち磁気ヘッドの位
置）を微小変化させることによって、磁気ヘッドをデー
タトラック上に高精度に位置決めするディジタル位置決
め制御装置を提供することを目的としている。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、磁気ヘッドを
追従させるべき目標位置と前記磁気ヘッドの位置との差
を示す位置誤差信号を一定のサンプリングタイム毎に得
る位置誤差検出手段を備えたフロッピィディスク装置に
おける磁気ヘッドのディジタル位置決め制御装置におい
て、前記磁気ヘッドを駆動するためのステップモータ
と、前記位置誤差信号を前記サンプリングタイム毎に積
算する積算手段と、前記積算手段の出力を受けて前記目
標位置の変動成分の中の、第２周波数成分と同じ周波数
の正弦波をインパルス入力に対して発生するディジタル
フィルタと、前記ディジタルフィルタの出力と前記位置
誤差信号と前記積算手段の出力とを前記サンプリングタ
イム毎に入力とする安定化ディジタルフィルタと、前記
安定化ディジタルフィルタの出力に応じて前記ステップ
モータの各相へ励磁電流値を出力する記憶素子及び前記
記憶素子の出力値に従って前記ステップモータへ前記サ
ンプリングタイムの一定時間後にローパスフィルタを介
して電流を印加する増幅器を含むステップモータの微小
送り回路とを備えたものである。

〔作用〕

FDD装置ではコスト及び大きさの観点から磁気ヘッド
位置決めのためのアクチュエータとしてステップモータ
が利用されているが、小型化，大容量化を進めるために
はより高精度なステップモータの位置決めが必要とな
る。微小送り回路は、ステップモータの各相への励磁電
流と平衡点位置との関係を記憶しておくことによって、
ステップモータの機械的構造から決まる送りピッチとは
無関係に、ステップモータの微小な位置決めを可能とす
るものである。

また、FDD装置におけるセクタサーボ方式ではセクタ
数および磁気ディスクの回転数をあまり大きくできず、
従ってサンプリング周波数は必然的に高くならない。こ
のような環境下で磁気ヘッドを偏心するデータトラック
に追従させるため、偏心の支配的なモードである磁気デ
ィスクの回転周波数の２倍の周波数と等しい周波数の正
弦波を発生する第２成分正弦波ディジタルフィルタを１
巡ループに直列に挿入し、磁気ヘッドの定常的な追従特
性を向上させ、結果的に磁気ヘッドとデータトラック位
置との位置誤差を縮小することを可能にしている。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。ただ
し、以下の説明においては、信号名を信号値を同一の記
号で表わす。

第１図は本発明の１実施例に係る２相リニアステップ
モータによる磁気ヘッドのディジタル位置決め制御装置
の構成を示すブロック図である。サンプリングタイムを
Ｔとすると、磁気ヘッド６が追従すべき目標位置と磁気
ヘッドの位置ｘとの差を示す位置誤差ａ（ここでは説明
しないが、何らかの位置誤差検出手段により得られる）
はサンプリングタイムＴ毎に積算器１および安定化ディ
ジタルフィルタ３へ入力される。

積算器１は位置誤差ａをサンプリングタイム毎に積算
し、積算値ｂをサンプリングタイムＴ間、第２成分正弦
波ディジタルフィルタ２および安定化ディジタルフィル
タ３へ出力する。

第２成分正弦波ディジタルフィルタ２は磁気ヘッド６
が追従すべき目標値信号の変動成分の中の第２周波数成
分と等しい周波数の正弦波をインパルス入力に対して発
生するディジタルフィルタである。

安定化ディジタルフィルタ３は位置誤差信号ａ、積算
器１の出力ｂ及び第２成分正弦波ディジタルフィルタ２
の出力ｃを受けて、２相リニアステップモータ５の平衡
点アドレス値ｕを計算し、微小送り回路４に、サンプリ
ングタイムＴのΔ時間後、すなわち（Ｔ＋Δ）時間に、
サンプリングタイムＴ間、２相リニアステップモータ５
の平衡点アドレス値ｕを出力する。Δは安定化ディジタ
ルフィルタの計算時間に相当する遅れ時間である。

フロッピィディスク装置においては、データが記録さ
れる磁気ディスクはポリエチレンなどのプラスティック
フィルムを基盤としてその上に磁気媒体を塗布するもの
が使われる。このため、データが記録されるデータトラ
ックは同心円上に作られるが、データが記録された環境
（温度や湿度など）によって磁気ディスクの基盤である
プラスティックフィルムが伸縮するため、データトラッ
クは変形する。このデータトラックの変形は楕円形とな
ることが知られている。これは結果的に、磁気ディスク
回転周波数の２倍の周波数で、磁気ヘッド６が追従すべ
き目標のデータトラック位置が変動することとなる。第
２成分正弦波ディジタルフィルタは磁気ヘッドの位置決
めディジタル制御系の一巡伝達関数における、この周波
数でのフィードバックゲインを大きくする効果があり、
結果的に磁気ヘッドのトラック追従精度を向上すること
ができるものである。

積算器１及び第２成分正弦波ディジタルフィルタ２は
一般に内部モデルと呼ばれる定常偏差補償器であり、ま
た、安定化ディジタルフィルタ３はフィードバック制御
系を安定化するための補償器である。

微小送り回路４は安定化ディジタルフィルタ３の出力
値ｕを受けて２相リニアステップモータ５の各相（Ａ相
とＢ相とする）へ安定化ディジタルフィルタ３の出力値
ｕに応じた電流d,d′を流し、２相リニアステップモー
タ５の平衡点を変化させ２相リニアステップモータ５を
動かし、磁気ヘッド６をデータトラック上に位置決めす
る。磁気ヘッド６の位置ｘと磁気ヘッド６が追従すべき
目標トラック位置との位置誤差ａは再び次のサンプリン
グ時点に検出され積算器１および安定化ディジタルフィ
ルタ３へ入力されることによって、フィードバックルー
プが構成される。ここで、サンプリングタイムＴ及び遅
れ時間Δはタイマによって時間管理される。

第２図は微小送り回路４の１構成例を示すブロック図
である。微小送り回路４は外部から与えられる２相リニ
アステップモータ５の平衡点アドレス値ｕを受けて、２
相リニアステップモータのＡ相及びＢ相それぞれに与え
るべき励磁電流値を出力するROM（リードオンリメモ
リ）7,7′と、ROM7,7′の出力値e,e′であるディジタル
信号をアナログ信号へ変換するD/A変換器8,8′と、D/A
変換器8,8′の出力信号f,f′のナイキスト周波数（1/2
T）以上の周波数成分を遮断するローパスフィルタ9,9′
と、ローパスフィルタ9,9′の出力g,g′に応じて２相リ
ニアステップモータ５のＡ相及びＢ相に電流ｄ及びｄ′
を流す増幅器10,10′とからなる。

２相リニアステップモータ５はその平衡点の位置を、
Ａ相の電流値ｄとＢ相の電流値ｄ′を適当に組合せるこ
とによって、２相リニアステップモータ５の機械的なピ
ッチにかかわらず任意に設定できる。すなわち、Ａ相及
びＢ相それぞれにある大きさの電流を流すと、その電流
値の組合せによる平衡点が必ず存在し、この平衡点の位
置はＡ相及びＢ相の励磁電流にのみ依存し、機械的構造
から決まる送りピッチには無関係である。

従って、ある電流の組み合わせによる平衡点位置を基
準アドレス（アドレス値０）としたとき、その点からの
ずれ量をリニアステップモータの平衡点アドレスとする
ことができ、前記したROM7及び７′には、この平衡点ア
ドレスに対応する電流値の組み合わせが記憶される。た
だし、Ａ相の電流値とＢ相の電流値の組み合わせは、最
大静止推力が一定になるようにとられる。例えば、２相
リニアステップモータの歯のピッチがλである場合、Ａ
相及びＢ相両方に＋0.1アンペアの電流を流したときの
２相リニアステップモータ５の平衡点位置を基準アドレ
スとし、さらに、このときの最大静止推力を基準最大静
止推力とすると、平衡点の位置が基準アドレスからλ/8
までについてはROM7には＋0.1アンペア（アドレス０）
から0.0アンペア（アドレスλ/8）までの電流をＡ相
に、またROM7′には＋0.1アンペア（アドレス０）から （アドレスλ/8）までの電流をＢ相に流すための値が順
次平衡点のアドレスに応じて記憶されているわけであ
る。第３図はこの様子を示したものであって、ある電流
の組み合わせによって決められた基準アドレス（アドレ
ス値０）とその点からのずれ量である平衡点アドレスu,
u′ｕ″における静止推力特性を示している。また、２
相リニアステップモータ５（磁気ヘッド６）の位置ｘも
同様に基準アドレスからの位置ずれとして与えられる。

第４図はローパスフィルタ9,9′の具体的構成例を示
す回路図である。第４図のローパスフィルタは以下に示
す２次の伝達関数Glp（ｓ）によって表される。

ただし、ｓはラプラス変換の演算子である。

式（１）と第４図の回路定数との間には次の関係があ
る。

以上の様に、微小送り回路は２相リニアステップモー
タ５の平衡点の位置を機械的構造から決まる送りピッチ
にかかわらず任意に選ぶことができるわけである。

２相リニアステップモータ５に微小送り回路４を接続
した場合には、第３図に示される様に、２相リニアステ
ップモータ５の平衡点アドレス値ｕと２相リニアステッ
プモータ５（磁気ヘッド６）の位置ｘとの間の入出力関
係は（４）式で表わされる。

Ｍ＋kx＝ku （４） ここで、Ｍは２相リニアステップモータ５によって駆
動される可動部の質量であり、ｋは２相リニアステップ
モータ５の送りピッチλと最大静止推力Ｆによって決ま
る定数で、（５）式により表わされる。また、はｘの
時間に関する２階微分、即ち加速度αである。

２相リニアステップモータ５の平衡点アドレス値ｕを
入力とし、磁気ヘッド６の位置ｘを出力とするシステム
に、第５図の様に、サンプリングタイムＴ以内であるΔ
時間の計算時間遅れに相当するむだ時間を付加し、ｔ＝
NT（Ｎ＝0,1,2,……）のサンプリング時刻に注目し、離
散時間値での状態方程式を導くと、（６）式の様にな
る。第５図においてｖはむだ時間11への入力である。

Ｘ（（Ｎ＋１）Ｔ）＝Ａ・Ｘ（NT）＋ｂ・ｖ（NT）（6-
a） Ｙ（NT）＝Ｃ・Ｘ（NT） （6-b） ここで、Ｘ（NT）は状態ベクトル、Ｙ（NT）は出力ベ
クトルで、次式で与えられる。

Ｘ（NT）＝〔ｘ（NT），β（NT）,u（NT）〕^Ｔ Ｙ（NT）＝〔ｘ（NT）,u（NT）〕^Ｔ ここで、βは磁気ヘッド６の速度を表わす。

また、（６）式の各係数行列は以下の構造をしてい
る。

ただし、exp（・）は行列指数関数である。

（６）式で表されるシステムは可制御・可観測で、可
観測指数が２である。

第６図は積算器の機能をＺ−変換の演算子ｚを用いて
表わしたブロック図である。z^-1はサンプリングタイム
Ｔごとに動作するシフトレジスタであり、位置誤差信号
ａをサンプリングタイム毎に積算し、積算結果ｂをサン
プリングタイムＴ毎にサンプリングタイム間出力する。

第７図はＺ−変換の演算子ｚを用いて記述した第２成
分正弦波ディジタルフィルタ２の構成例を示すブロック
図である。第７図においてm1,m2,m3,m4,m5,m6は実定数
である。また、C1,C2は第２成分正弦波ディジタルフィ
ルタの出力を表わす。FDD装置における磁気ディスクシ
ートは温度や湿度の変化により、楕円状に変形するた
め、データトラックの偏心モードは磁気ディスクの回転
周波数の約２倍の周波数に現われる。すなわち、磁気ヘ
ッド６の追従制御系は磁気ディスクの回転周波数の約２
倍の周波数で変動する目標値信号に対して、十分な追従
精度を持たなければならない。このための方法としては
制御系のバンド幅を広くすることが考えられるが、FDD
装置におけるセクタサーボ方式では、セクタ数及び磁気
ディスクの回転数をそれほど大きく設定することができ
ず、従ってサンプリング周波数がそれほど大きくなら
ず、制御系のバンド幅を広くすることはできない。第２
成分正弦波ディジタルフィルタ２はサンプリング周波数
が低い場合においても、データトラックの偏心に十分な
精度で磁気ヘッド６を追従させる目的で付加したディジ
タルフィルタである。

第７図において、積算器出力ｂから第２成分正弦波デ
ィジタルフィルタ２の出力C1までのパルス伝達関数Gsin
（ｚ）は（７）式の様になる。

例えば、データトラックの偏心モードが10Hzで、サン
プリングタイムＴが6msecである場合には、 のラプラス変換 をサンプリングタイムＴで離散化することによってm1,m
2,m3,m4,m5,m6は次の様になる。ただし、ｔは時間を表
わす。

m1＝1.7788×10^-5,m2＝5.8590×10^-3 m3＝5.8590×10^-3,m4＝0.92985, m5＝0.92985,m6＝−23.10706 制御系の安定性に関しては、後述するとして、いま制
御系が安定化できたとする。このとき、磁気ヘッド６が
追従すべき目標位置から位置誤差ａまでのパルス伝達関
数Ｗ（ｚ）は１巡パルス伝達関数が（７）式及び積算器
のパルス伝達関数1/（ｚ−１）を含んでいることから、
常に次の様な形になる。

ここで、δ（ｚ）はδ（ｚ）＝０の根がすべてＺ−平
面の単位円内に存在するσ次の実係数多項式であり、γ
（ｚ）は（σ−３）次の実係数多項式である。また、σ
は自然数である。

（８）式で表される磁気ヘッド６が追従すべき目標位
置から位置誤差ａ（ｔ）までのパルス伝達関数（周波数
特性）は第９図に示されるようになる。

第９図は位置誤差ａ（ｔ）が磁気ディスクの回転周波
数の２倍の周波数と、DC領域において大きく圧縮される
ことを示している。

このことは、Ｚ−変換の最終値定理を使って定量的に
示すことができる。

（８）式、Ｚ−変換の最終値の定理、及びデータトラ
ックの偏心が磁気ディスクの回転周波数の２倍の周波数
で生じることから、位置誤差ａ（ｔ）は、 ＝０ （９） ａ（ｔ）は磁気ヘッド６と磁気ヘッド６が追従すべき
データトラック位置との位置誤差を意味する。したがっ
て、（９）式は、目標位置が磁気ディスクの回転周波数
の２倍の周波数で偏心するとき、この位置誤差ａ（ｔ）
が定常的に零になることを示しており、第９図に示した
周波数特性を裏付けている。すなわち、第２成分正弦波
ディジタルフィルタの効果によって、目標位置の変動の
主成分である磁気ディスク回転周波数の２倍の周波数に
対する磁気ヘッド６の追従が高精度に行える。また、積
分器１によって第９図にあるように制御帯域までの位置
誤差は１デカード当たり20dBの割合を持つ漸近線に沿っ
て圧縮される。

第８図は安定化ディジタルフィルタの１構成例であ
る。前述の如く（６）式で表されるシステムが可制御・
可観測で、可観測指数が２であることから、１次の安定
化ディジタルフィルタによって制御系は安定化できる。
したがって、この場合、（８）式のσ（ｚ）の次数σは
７となる。第８図においてl1,l2,l3,l4,l5,l6,l7,l8,l
9,l10は実定数であり、これらを適当に選ぶことによ
り、（８）式の分母多項式δ（ｚ）を任意に指定するこ
とができ、サンプリング周波数による制限はあるが、そ
の範囲内で制御系のバント幅を任意に設定できる。

第７図及び第８図で示した第２成分正弦波ディジタル
フィルタ及び安定化ディジタルフィルタはシフトレジス
タ、加算器、m1,m2,m3,m4,m5,m6あるいはl1,l2,l3,l4,l
5,l6,l7,l8,l9,l10の定数倍を行う乗算器及びサンプリ
ングタイムＴと２相リニアステップモータ５へ平衡点ア
ドレス値ｕを出力するタイミングΔを管理するタイマに
よって構成できる。言うまでもないが、実定数m1,m2,m
3,m4,m5,m6,l1,l2,l3,l4,l5,l6,l7,l8,l9,l10は一般に
０を含む実定数である。したがって、０の場合には、第
７図及び第８図に示す構成要素の中で、０倍されるもの
は構成要素とする必要がなく省略できる。

当然のことながら、積算器１、第２成分正弦波ディジ
タルフィルタ２および安定化ディジタルフィルタ３は、
第６図、第７図、及び第８図に示した様にＺ−変換の演
算子ｚによって表わされていることから、マイクロプロ
セッサ等のディジタル計算機により差分方程式を解くと
いう方法でプログラム的に実現することも可能である。
さらに、本発明は２相リニアステップモータを利用する
場合に限るものではなく、他のステップモータを利用し
たFDD装置にも適用できる。

〔発明の効果〕

以上説明した様に、本発明によれば、ステップモータ
に微小送り回路を付加し、さらに一巡ループに第２成分
正弦波ディジタルフィルタを直列に挿入することによっ
て、ステップモータの機械的構造から決まる送りピッチ
にかかわらずステップモータを微細に送ることが可能と
なり、低いサンプリング周波数の下でも磁気ヘッドを目
標データトラックへ高精度に追従させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例に係わる２相リニアステップ
モータを用いた磁気ヘッドのディジタル位置決め制御装
置の構成を示すブロック図、 第２図は第１図に示した微小送り回路の１構成例を示す
ブロック図、 第３図は２相リニアステップモータの各平衡点のアドレ
スとその点における２相リニアステップモータの静止推
力特性を示した図、 第４図は第２図で示したローパスフィルタの具体的構成
を示した図、 第５図はむだ時間を付加した制御対象のブロック図、 第６図は積算器の機能を示したブロック図、 第７図は第２成分正弦波ディジタルフィルタの１構成例
をＺ−変換の演算子ｚによって記述したブロック図、 第８図は安定化ディジタルフィルタの１構成例をＺ−変
換の演算子ｚを用いて表わしたブロック図、第９図は磁
気ヘッド６が追従すべき目標位置から位置誤差ａ（ｔ）
までのパルス伝達関数を示した図である。 １……積算器 ２……第２成分正弦波ディジタルフィルタ ３……安定化ディジタルフィルタ ４……微小送り回路 ５……２相リニアステップモータ ６……磁気ヘッド 7,7′……ROM 8,8′……D/A変換器 9,9′……ローパスフィルタ 10,10′……増幅器 11……むだ時間 ａ……位置誤差信号 ｂ……積算器出力 c,c1,c2……第２成分正弦波ディジタルフィルタ出力 d,d′……微小送り回路出力 e,e′……ROM出力 f,f′……D/A変換器出力 g,g′……ローパスフィルタ出力 u,u′,u″……２相リニアステップモータの平衡点位置 ｖ……むだ時間への入力 ｘ……磁気ヘッドの位置 R₁,R₂……抵抗 C₁,C₂……コンデンサ l1,l2,l3,l4,l5,l6,l7,l8,l9,l10,m1,m2,m3,m4,m5,m6…
…実定数 ｚ……Ｚ−変換演算子 ωｂ……制御帯域周波数 ω₂r……ディスク回転周波数の２倍の周波数

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】磁気ヘッドを追従させるべき目標位置と前
   記磁気ヘッドの位置との差を示す位置誤差信号を一定の
   サンプリングタイム毎に得る位置誤差検出手段を備えた
   フロッピィディスク装置における磁気ヘッドのディジタ
   ル位置決め制御装置において、前記磁気ヘッドを駆動す
   るためのステップモータと、前記位置誤差信号を前記サ
   ンプリングタイム毎に積算する積算手段と、前記積算手
   段の出力を受けて前記目標位置の変動成分の中の、第２
   周波数成分と同じ周波数の正弦波をインパルス入力に対
   して発生するディジタルフィルタと、前記ディジタルフ
   ィルタの出力と前記位置誤差信号と前記積算手段の出力
   とを前記サンプリングタイム毎に入力とする安定化ディ
   ジタルフィルタと、前記安定化ディジタルフィルタの出
   力に応じて前記ステップモータの各相へ励磁電流値を出
   力する記憶素子及び前記記憶素子の出力値に従って前記
   ステップモータへ前記サンプリングタイムの一定時間後
   にローパスフィルタを介して電流を印加する増幅器を含
   むステップモータの微小送り回路とを備えることを特徴
   とする磁気ヘッドのディジタル位置決め制御装置。