JPH0880049A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
- Publication number
- JPH0880049A JPH0880049A JP20958594A JP20958594A JPH0880049A JP H0880049 A JPH0880049 A JP H0880049A JP 20958594 A JP20958594 A JP 20958594A JP 20958594 A JP20958594 A JP 20958594A JP H0880049 A JPH0880049 A JP H0880049A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- load
- rectifier circuit
- power supply
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 85
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 2
- 230000005611 electricity Effects 0.000 abstract 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 5
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流電源装置の力率を改善する。
【構成】 本発明の直流電源装置では、ＦＥＴ１がオン
状態である期間はコンデンサ５が放電し、ＦＥＴ１がオ
フ状態である期間は整流回路７から直流供給回路８を介
して負荷１０へ出力電流ＩOUT1が流れる。整流回路７の
整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC1を超えると、整
流回路７からコンデンサ５へ充電電流ＩC1が流れる。交
流電源２０からの入力電流ＩIN1は整流回路７の負荷１
０への出力電流ＩOUT1とコンデンサ５への充電電流ＩC1
との和であるから、交流電源２０からの入力電流ＩIN1
は休止区間が短くかつピーク値が低い波形となり、力率
が非常に良くなる。
状態である期間はコンデンサ５が放電し、ＦＥＴ１がオ
フ状態である期間は整流回路７から直流供給回路８を介
して負荷１０へ出力電流ＩOUT1が流れる。整流回路７の
整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC1を超えると、整
流回路７からコンデンサ５へ充電電流ＩC1が流れる。交
流電源２０からの入力電流ＩIN1は整流回路７の負荷１
０への出力電流ＩOUT1とコンデンサ５への充電電流ＩC1
との和であるから、交流電源２０からの入力電流ＩIN1
は休止区間が短くかつピーク値が低い波形となり、力率
が非常に良くなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源装置、特に力率を改
善して安定した直流出力を発生する直流電源装置に関す
るものである。
善して安定した直流出力を発生する直流電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】例えば図８に示すように、交流電源２０
に接続した整流回路７の正側端子７１と負側端子７２と
の間にコンデンサ５を接続し、整流回路７の整流電圧を
コンデンサ５で平滑して負荷１０に直流電力を供給する
コンデンサインプット型整流平滑回路を備えた直流電源
装置が従来から広く用いられている。
に接続した整流回路７の正側端子７１と負側端子７２と
の間にコンデンサ５を接続し、整流回路７の整流電圧を
コンデンサ５で平滑して負荷１０に直流電力を供給する
コンデンサインプット型整流平滑回路を備えた直流電源
装置が従来から広く用いられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の直流
電源装置では、負荷１０への直流電圧の極端な変動を抑
制できる反面、力率が極めて低い欠点があった。即ち、
コンデンサ５が放電中は、整流回路７の整流電圧がコン
デンサ５の電圧よりも低いため、整流回路７からコンデ
ンサ５への充電電流は流れず、整流回路７から負荷１０
への電流も流れない。一方、コンデンサ５の充電中は、
整流回路７からコンデンサ５へ充電電流が流れるととも
に、整流回路７から負荷１０へ電流が流れる。このた
め、交流電源２０からの入力電流は、整流回路７からコ
ンデンサ５へ充電電流を流している区間に限って流れ
る。したがって、交流電源２０からの入力電流の波形は
休止区間が長くかつピーク値が高い波形となるので、力
率が非常に低かった。
電源装置では、負荷１０への直流電圧の極端な変動を抑
制できる反面、力率が極めて低い欠点があった。即ち、
コンデンサ５が放電中は、整流回路７の整流電圧がコン
デンサ５の電圧よりも低いため、整流回路７からコンデ
ンサ５への充電電流は流れず、整流回路７から負荷１０
への電流も流れない。一方、コンデンサ５の充電中は、
整流回路７からコンデンサ５へ充電電流が流れるととも
に、整流回路７から負荷１０へ電流が流れる。このた
め、交流電源２０からの入力電流は、整流回路７からコ
ンデンサ５へ充電電流を流している区間に限って流れ
る。したがって、交流電源２０からの入力電流の波形は
休止区間が長くかつピーク値が高い波形となるので、力
率が非常に低かった。
【０００４】そこで本発明の目的は、力率を改善し且つ
負荷に安定した直流出力を供給することのできる直流電
源装置を提供することにある。
負荷に安定した直流出力を供給することのできる直流電
源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による直流電源装
置は、交流電源に接続される整流回路と、該整流回路の
正側端子と負側端子との間に接続され且つ負荷の両端に
接続されたコンデンサとを備えている。この直流電源装
置では、前記整流回路と前記負荷とを直接接続する直流
供給回路と、前記整流回路と前記コンデンサとの間に接
続された整流素子と、前記コンデンサと前記負荷との間
に接続され、前記直流供給回路と前記コンデンサとの電
位差が所定のレベルになったときにオン状態となるスイ
ッチング素子とを備え、前記スイッチング素子がオン状
態のときに前記コンデンサから前記負荷に電力を供給
し、前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記直流
供給回路から前記負荷に電力を供給する。前記整流素子
と直列に充電電流制御手段を接続してもよい。
置は、交流電源に接続される整流回路と、該整流回路の
正側端子と負側端子との間に接続され且つ負荷の両端に
接続されたコンデンサとを備えている。この直流電源装
置では、前記整流回路と前記負荷とを直接接続する直流
供給回路と、前記整流回路と前記コンデンサとの間に接
続された整流素子と、前記コンデンサと前記負荷との間
に接続され、前記直流供給回路と前記コンデンサとの電
位差が所定のレベルになったときにオン状態となるスイ
ッチング素子とを備え、前記スイッチング素子がオン状
態のときに前記コンデンサから前記負荷に電力を供給
し、前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記直流
供給回路から前記負荷に電力を供給する。前記整流素子
と直列に充電電流制御手段を接続してもよい。
【０００６】また、本発明による他の直流電源装置で
は、前記整流回路と前記負荷とを直接接続する直流供給
回路と、前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続さ
れた整流素子と、前記コンデンサと前記負荷との間に接
続され、前記交流電源の電圧が所定のレベルになったと
きに出力を発生するレベル検出手段と、レベル検出手段
の出力によってオン状態となるスイッチング素子とを備
え、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記コン
デンサから前記負荷に電力を供給し、前記スイッチング
素子がオフ状態のときに前記直流供給回路から前記負荷
に電力を供給する。前記整流素子と直列に充電電流制御
手段を接続してもよい。
は、前記整流回路と前記負荷とを直接接続する直流供給
回路と、前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続さ
れた整流素子と、前記コンデンサと前記負荷との間に接
続され、前記交流電源の電圧が所定のレベルになったと
きに出力を発生するレベル検出手段と、レベル検出手段
の出力によってオン状態となるスイッチング素子とを備
え、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記コン
デンサから前記負荷に電力を供給し、前記スイッチング
素子がオフ状態のときに前記直流供給回路から前記負荷
に電力を供給する。前記整流素子と直列に充電電流制御
手段を接続してもよい。
【０００７】
【作用】整流回路の整流電圧がコンデンサの電圧を超え
且つスイッチング素子がオフ状態のとき、整流回路に接
続されたコンデンサが充電される。整流回路の直流出力
を負荷に直接供給する直流供給回路とコンデンサとの電
位差が所定のレベルになると、スイッチング素子がオン
状態となり、コンデンサに蓄積された電荷が負荷に放出
される。直流供給回路とコンデンサとの電位差が所定の
レベルを下回ると、スイッチング素子がオフ状態とな
り、コンデンサが負荷への放電を停止すると共に、整流
回路から直流供給回路を介して負荷へ電流が流れる。交
流電源からの入力電流は整流回路の負荷への出力電流と
コンデンサへの充電電流との和であるから、交流電源か
らの入力電流は休止区間が短くなり、力率が改善され
る。
且つスイッチング素子がオフ状態のとき、整流回路に接
続されたコンデンサが充電される。整流回路の直流出力
を負荷に直接供給する直流供給回路とコンデンサとの電
位差が所定のレベルになると、スイッチング素子がオン
状態となり、コンデンサに蓄積された電荷が負荷に放出
される。直流供給回路とコンデンサとの電位差が所定の
レベルを下回ると、スイッチング素子がオフ状態とな
り、コンデンサが負荷への放電を停止すると共に、整流
回路から直流供給回路を介して負荷へ電流が流れる。交
流電源からの入力電流は整流回路の負荷への出力電流と
コンデンサへの充電電流との和であるから、交流電源か
らの入力電流は休止区間が短くなり、力率が改善され
る。
【０００８】更に、充電電流制御手段を設けた場合は、
整流回路からコンデンサへの充電電流が制限されて充電
電流のピーク値が低下するので、力率を更に向上するこ
とが可能である。本発明の他の実施例では、交流電源の
電圧にもとづいてスイッチング素子がオン・オフ状態と
なり、負荷に電力が供給される。
整流回路からコンデンサへの充電電流が制限されて充電
電流のピーク値が低下するので、力率を更に向上するこ
とが可能である。本発明の他の実施例では、交流電源の
電圧にもとづいてスイッチング素子がオン・オフ状態と
なり、負荷に電力が供給される。
【０００９】
【実施例】以下、本発明による直流電源装置の実施例を
図１〜図７について説明する。図１〜図５では図８に示
す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。本実施例の直流電源装置は、図１に示すよう
に、図８の回路に整流回路７の直流出力を負荷１０に直
接供給する直流供給回路８を形成し、整流回路７とコン
デンサ５との間に整流素子として逆流阻止用ダイオード
６を接続する。また、コンデンサ５と負荷１０との間に
スイッチング素子としてＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）１を接続すると共に、ＦＥＴ１のゲートとコンデン
サ５との間にゲート制御回路としてツェナダイオード４
を接続し、ＦＥＴ１と直列に逆流阻止用ダイオード１２
を接続する。
図１〜図７について説明する。図１〜図５では図８に示
す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。本実施例の直流電源装置は、図１に示すよう
に、図８の回路に整流回路７の直流出力を負荷１０に直
接供給する直流供給回路８を形成し、整流回路７とコン
デンサ５との間に整流素子として逆流阻止用ダイオード
６を接続する。また、コンデンサ５と負荷１０との間に
スイッチング素子としてＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）１を接続すると共に、ＦＥＴ１のゲートとコンデン
サ５との間にゲート制御回路としてツェナダイオード４
を接続し、ＦＥＴ１と直列に逆流阻止用ダイオード１２
を接続する。
【００１０】次に、図１の直流電源装置の動作を図６の
タイムチャートについて説明する。図６（ａ）は整流回
路７の整流電圧ＶRであり、この整流電圧ＶRが図６
（ｂ）のコンデンサ５の電圧ＶC1を超えると、逆流阻止
用ダイオード６がオン状態となり、コンデンサ５の充電
が開始される。この充電は整流電圧ＶRが正弦半波のピ
ーク電圧に達するまで続き、図６（ｆ）に示す充電電流
ＩC1が流れる。その後、整流電圧ＶRが正弦半波に沿っ
て降下し、整流電圧ＶRとコンデンサ５の電圧ＶC1との
差が所定のレベルに達すると、ツェナダイオード４がオ
ン状態となり、ＦＥＴ１もオン状態となる。即ち、ツェ
ナダイオード４で設定された電圧を含むＦＥＴ１の閾値
電圧をＶTHとすると、整流電圧ＶRが図６（ｃ）に示す
電圧ＶC1−ＶT Hを下回り、ＶC1−ＶRがＶTHを超えるた
め、ＦＥＴ１がオン状態となる。その結果、コンデンサ
５が放電を開始し、コンデンサ５に蓄積された電荷が負
荷１０に放出される。この時、図６（ｄ）に示すよう
に、出力電圧ＶOUT1にはＶC1−ＶTHが現われる。整流回
路７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC1よりも低
いために、整流回路７から直流供給回路８を介して負荷
１０へ電流が供給されることはない。コンデンサ５に蓄
積された電荷が放電し、整流電圧ＶRとコンデンサ５の
電圧ＶC1との差が所定のレベルを下回ると、即ち、整流
回路７の整流電圧ＶRがＶC1−ＶTHを超え、ＶC1−ＶRが
ＶTHを下回るとツェナダイオード４がオフ状態となり、
ＦＥＴ１もオフ状態となり、コンデンサ５は負荷１０へ
の放電を停止する。従って、これ以後、出力電圧ＶOUT1
には整流回路７の整流電圧ＶRがそのまま現われ、図６
（ｅ）に示すように整流回路７から直流供給回路８を介
して負荷１０へ電流ＩOUT1が流れる。この電流は、整流
回路７の整流電圧ＶRがＶC1−ＶTHを下回りＦＥＴ１が
オン状態となるまで継続して流れる。更に、整流回路７
の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC1を上回ると、
逆流阻止用ダイオード６がオン状態となり、コンデンサ
５の充電が再び開始される。交流電源２０からの入力電
流ＩIN1は整流回路７から直流供給回路８を介して負荷
１０へ供給される電流ＩOUT1とコンデンサ５への充電電
流ＩC1との和であるから、交流電源２０からの入力電流
ＩIN1は図６（ｇ）に示すように休止区間が短く且つピ
ーク値が低い電流波形を描き、力率が改善される。
タイムチャートについて説明する。図６（ａ）は整流回
路７の整流電圧ＶRであり、この整流電圧ＶRが図６
（ｂ）のコンデンサ５の電圧ＶC1を超えると、逆流阻止
用ダイオード６がオン状態となり、コンデンサ５の充電
が開始される。この充電は整流電圧ＶRが正弦半波のピ
ーク電圧に達するまで続き、図６（ｆ）に示す充電電流
ＩC1が流れる。その後、整流電圧ＶRが正弦半波に沿っ
て降下し、整流電圧ＶRとコンデンサ５の電圧ＶC1との
差が所定のレベルに達すると、ツェナダイオード４がオ
ン状態となり、ＦＥＴ１もオン状態となる。即ち、ツェ
ナダイオード４で設定された電圧を含むＦＥＴ１の閾値
電圧をＶTHとすると、整流電圧ＶRが図６（ｃ）に示す
電圧ＶC1−ＶT Hを下回り、ＶC1−ＶRがＶTHを超えるた
め、ＦＥＴ１がオン状態となる。その結果、コンデンサ
５が放電を開始し、コンデンサ５に蓄積された電荷が負
荷１０に放出される。この時、図６（ｄ）に示すよう
に、出力電圧ＶOUT1にはＶC1−ＶTHが現われる。整流回
路７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC1よりも低
いために、整流回路７から直流供給回路８を介して負荷
１０へ電流が供給されることはない。コンデンサ５に蓄
積された電荷が放電し、整流電圧ＶRとコンデンサ５の
電圧ＶC1との差が所定のレベルを下回ると、即ち、整流
回路７の整流電圧ＶRがＶC1−ＶTHを超え、ＶC1−ＶRが
ＶTHを下回るとツェナダイオード４がオフ状態となり、
ＦＥＴ１もオフ状態となり、コンデンサ５は負荷１０へ
の放電を停止する。従って、これ以後、出力電圧ＶOUT1
には整流回路７の整流電圧ＶRがそのまま現われ、図６
（ｅ）に示すように整流回路７から直流供給回路８を介
して負荷１０へ電流ＩOUT1が流れる。この電流は、整流
回路７の整流電圧ＶRがＶC1−ＶTHを下回りＦＥＴ１が
オン状態となるまで継続して流れる。更に、整流回路７
の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC1を上回ると、
逆流阻止用ダイオード６がオン状態となり、コンデンサ
５の充電が再び開始される。交流電源２０からの入力電
流ＩIN1は整流回路７から直流供給回路８を介して負荷
１０へ供給される電流ＩOUT1とコンデンサ５への充電電
流ＩC1との和であるから、交流電源２０からの入力電流
ＩIN1は図６（ｇ）に示すように休止区間が短く且つピ
ーク値が低い電流波形を描き、力率が改善される。
【００１１】図２は本発明による直流電源装置の第２の
実施例を示す。図２の回路は、図１の回路のＦＥＴ１及
び逆流阻止用ダイオード１２の代わりにサイリスタ２を
接続し、サイリスタ２のゲートとコンデンサ５との間に
ツェナダイオード４を接続すると共に、充電電流制御手
段としてのリアクトル２１を逆流阻止用ダイオード６と
直列に接続する。リアクトル２１は抵抗又は定電圧回路
に置換してもよい。その他の構成は図１の回路と同様で
ある。次に、図２の直流電源装置の動作を図７のタイム
チャートに基づいて説明する。図７（ｂ）に示すコンデ
ンサ５の電圧をＶC2、ツェナダイオード４で設定された
電圧を含むサイリスタ２のブレークオーバ電圧をＶBと
すると、図７（ａ）に示す整流回路７の整流電圧ＶRが
図７（ｃ）に示すＶC2−ＶBを下回ると、ＶC2−ＶRがＶ
Bを超えツェナダイオード４がオン状態となり、サイリ
スタ２にゲート信号が付与される。このため、サイリス
タ２がオン状態となり、コンデンサ５が放電を開始す
る。この時、図７（ｄ）に示すように出力電圧ＶOUT2に
はコンデンサ５の電圧ＶC2がそのまま現われ、整流回路
７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC2よりも低い
ために、整流回路７から負荷１０へ電流が供給されるこ
とはない。整流回路７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の
電圧ＶC2に近づき、サイリスタ２に流れる電流がサイリ
スタ２の保持電流以下になると、サイリスタ２がオフ状
態となりコンデンサ５の放電は中断される。整流回路７
の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC2を超えると、
逆流阻止用ダイオード６がオン状態となり、コンデンサ
５の充電が開始され、図７（ｆ）に示すように整流回路
７からコンデンサ５へ充電電流ＩC2が流れる。この時、
出力電圧ＶOUT2には整流回路７の整流電圧ＶRがそのま
ま現われ、図７（ｅ）に示すように整流回路７から直流
供給回路８を介して負荷１０へ電流ＩOUT2が流れる。こ
の電流は、整流回路７の整流電圧ＶRがＶC2−ＶBを下回
りサイリスタ２がオン状態となるまで継続して流れる。
整流回路７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC2を
下回ると、逆流阻止用ダイオード６がオフ状態となり、
コンデンサ５の充電が終了する。図２に示す実施例でも
図１の場合と同様に、交流電源２０からの入力電流ＩIN
2は、図７（ｇ）に示すように休止区間が短くかつピー
ク値が低い電流波形となり、力率が非常に良くなる。図
２に示す実施例では、リアクトル２１により整流回路７
からコンデンサ５への充電電流のピーク値が図７（ｇ）
に示すように図１の実施例の場合（図６（ｇ））に比較
して制限され、力率改善効果が大きい。
実施例を示す。図２の回路は、図１の回路のＦＥＴ１及
び逆流阻止用ダイオード１２の代わりにサイリスタ２を
接続し、サイリスタ２のゲートとコンデンサ５との間に
ツェナダイオード４を接続すると共に、充電電流制御手
段としてのリアクトル２１を逆流阻止用ダイオード６と
直列に接続する。リアクトル２１は抵抗又は定電圧回路
に置換してもよい。その他の構成は図１の回路と同様で
ある。次に、図２の直流電源装置の動作を図７のタイム
チャートに基づいて説明する。図７（ｂ）に示すコンデ
ンサ５の電圧をＶC2、ツェナダイオード４で設定された
電圧を含むサイリスタ２のブレークオーバ電圧をＶBと
すると、図７（ａ）に示す整流回路７の整流電圧ＶRが
図７（ｃ）に示すＶC2−ＶBを下回ると、ＶC2−ＶRがＶ
Bを超えツェナダイオード４がオン状態となり、サイリ
スタ２にゲート信号が付与される。このため、サイリス
タ２がオン状態となり、コンデンサ５が放電を開始す
る。この時、図７（ｄ）に示すように出力電圧ＶOUT2に
はコンデンサ５の電圧ＶC2がそのまま現われ、整流回路
７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC2よりも低い
ために、整流回路７から負荷１０へ電流が供給されるこ
とはない。整流回路７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の
電圧ＶC2に近づき、サイリスタ２に流れる電流がサイリ
スタ２の保持電流以下になると、サイリスタ２がオフ状
態となりコンデンサ５の放電は中断される。整流回路７
の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC2を超えると、
逆流阻止用ダイオード６がオン状態となり、コンデンサ
５の充電が開始され、図７（ｆ）に示すように整流回路
７からコンデンサ５へ充電電流ＩC2が流れる。この時、
出力電圧ＶOUT2には整流回路７の整流電圧ＶRがそのま
ま現われ、図７（ｅ）に示すように整流回路７から直流
供給回路８を介して負荷１０へ電流ＩOUT2が流れる。こ
の電流は、整流回路７の整流電圧ＶRがＶC2−ＶBを下回
りサイリスタ２がオン状態となるまで継続して流れる。
整流回路７の整流電圧ＶRがコンデンサ５の電圧ＶC2を
下回ると、逆流阻止用ダイオード６がオフ状態となり、
コンデンサ５の充電が終了する。図２に示す実施例でも
図１の場合と同様に、交流電源２０からの入力電流ＩIN
2は、図７（ｇ）に示すように休止区間が短くかつピー
ク値が低い電流波形となり、力率が非常に良くなる。図
２に示す実施例では、リアクトル２１により整流回路７
からコンデンサ５への充電電流のピーク値が図７（ｇ）
に示すように図１の実施例の場合（図６（ｇ））に比較
して制限され、力率改善効果が大きい。
【００１２】図３に示す本発明の第３の実施例では、図
２に示すサイリスタ２、ツェナダイオード４、逆流阻止
用ダイオード６及びリアクトル２１を整流回路７の負側
端子７２側に接続した例を示す。第４図に示す本発明の
第４の実施例では、負荷１０の負側端子とコンデンサ５
との間にＦＥＴ１を接続し、コンデンサ５と整流回路７
の負側端子７２との間に逆流阻止用ダイオード６を直列
に接続している。また、整流回路７の正側端子７１とコ
ンデンサ５の負側端子との間にゲート制御回路としてＦ
ＥＴ１のバイアス用抵抗１１とトランジスタ３とを直列
に接続すると共に、抵抗１１とトランジスタ３のコレク
タとの接続点をＦＥＴ１のゲートに接続する。更に、整
流回路７の負側端子７２とコンデンサ５の負側端子との
間にツェナダイオード４と抵抗１３とを直列に接続し、
ツェナダイオード４と抵抗１３との接続点をトランジス
タ３のベースに接続している。この回路では、整流回路
７の整流電圧がコンデンサ５の電圧よりも高くなると、
逆流阻止用ダイオード６を介してコンデンサ５が充電さ
れると共に整流回路７から直流供給回路８を介して直接
負荷１０に電流が供給される。このとき、ツェナダイオ
ード４及び抵抗１３を通じて電流が流れるから、トラン
ジスタ３がオン状態となり、ＦＥＴ１がオフ状態とな
る。整流回路７の整流電圧がコンデンサ５に充電された
電圧レベルよりも低くなると、ツェナダイオード４及び
抵抗１３を通じて電流が流れなくなるので、トランジス
タ３がオフ状態となり、ＦＥＴ１がオン状態となり、コ
ンデンサ５に蓄積された電荷が負荷１０に放出される。
本発明の第５の実施例を示す図５では、負荷１０の負側
端子とコンデンサ５の負側端子との間にダイオード１２
とＦＥＴ１とを直列に接続する。また、整流回路７の正
側端子７１とコンデンサ５の負側端子との間にゲート制
御回路として抵抗１１と、受光トランジスタ２４と、抵
抗１３とを直列に接続し、抵抗１１と受光トランジスタ
３４のコレクタとの接続点をＦＥＴ１のゲートに接続す
る。また、トランジスタ３のコレクタをＦＥＴ１のゲー
トに、ベースを受光トランジスタ２４と抵抗１３との接
続点に、エミッタをコンデンサ５の負側端子に接続す
る。更に、交流電源２０の両端にそれぞれ接続した入力
電圧整流用ダイオード３５と３６の各カソードと整流回
路７の負側端子７２との間に、交流電源電圧のレベル検
出手段となるツェナダイオード３１、抵抗３２及び受光
トランジスタ３４とホトカプラを構成する発光ダイオー
ド３３を直列に接続する。ツェナダイオード３１は交流
電源２０の電圧が所定のレベルを超えたときにオン状態
となり、ホトカプラを介してトランジスタ３をオン状態
にする。このため、ＦＥＴ１はオフ状態になる。交流電
源２０の電圧が低下して、ツェナダイオード３１がオフ
状態のときは、ホトカプラは作動せず、トランジスタ３
がオフ状態になる。このため、ＦＥＴ１はオン状態にな
り、コンデンサ５に蓄積された電荷が負荷１０に放出さ
れる。
２に示すサイリスタ２、ツェナダイオード４、逆流阻止
用ダイオード６及びリアクトル２１を整流回路７の負側
端子７２側に接続した例を示す。第４図に示す本発明の
第４の実施例では、負荷１０の負側端子とコンデンサ５
との間にＦＥＴ１を接続し、コンデンサ５と整流回路７
の負側端子７２との間に逆流阻止用ダイオード６を直列
に接続している。また、整流回路７の正側端子７１とコ
ンデンサ５の負側端子との間にゲート制御回路としてＦ
ＥＴ１のバイアス用抵抗１１とトランジスタ３とを直列
に接続すると共に、抵抗１１とトランジスタ３のコレク
タとの接続点をＦＥＴ１のゲートに接続する。更に、整
流回路７の負側端子７２とコンデンサ５の負側端子との
間にツェナダイオード４と抵抗１３とを直列に接続し、
ツェナダイオード４と抵抗１３との接続点をトランジス
タ３のベースに接続している。この回路では、整流回路
７の整流電圧がコンデンサ５の電圧よりも高くなると、
逆流阻止用ダイオード６を介してコンデンサ５が充電さ
れると共に整流回路７から直流供給回路８を介して直接
負荷１０に電流が供給される。このとき、ツェナダイオ
ード４及び抵抗１３を通じて電流が流れるから、トラン
ジスタ３がオン状態となり、ＦＥＴ１がオフ状態とな
る。整流回路７の整流電圧がコンデンサ５に充電された
電圧レベルよりも低くなると、ツェナダイオード４及び
抵抗１３を通じて電流が流れなくなるので、トランジス
タ３がオフ状態となり、ＦＥＴ１がオン状態となり、コ
ンデンサ５に蓄積された電荷が負荷１０に放出される。
本発明の第５の実施例を示す図５では、負荷１０の負側
端子とコンデンサ５の負側端子との間にダイオード１２
とＦＥＴ１とを直列に接続する。また、整流回路７の正
側端子７１とコンデンサ５の負側端子との間にゲート制
御回路として抵抗１１と、受光トランジスタ２４と、抵
抗１３とを直列に接続し、抵抗１１と受光トランジスタ
３４のコレクタとの接続点をＦＥＴ１のゲートに接続す
る。また、トランジスタ３のコレクタをＦＥＴ１のゲー
トに、ベースを受光トランジスタ２４と抵抗１３との接
続点に、エミッタをコンデンサ５の負側端子に接続す
る。更に、交流電源２０の両端にそれぞれ接続した入力
電圧整流用ダイオード３５と３６の各カソードと整流回
路７の負側端子７２との間に、交流電源電圧のレベル検
出手段となるツェナダイオード３１、抵抗３２及び受光
トランジスタ３４とホトカプラを構成する発光ダイオー
ド３３を直列に接続する。ツェナダイオード３１は交流
電源２０の電圧が所定のレベルを超えたときにオン状態
となり、ホトカプラを介してトランジスタ３をオン状態
にする。このため、ＦＥＴ１はオフ状態になる。交流電
源２０の電圧が低下して、ツェナダイオード３１がオフ
状態のときは、ホトカプラは作動せず、トランジスタ３
がオフ状態になる。このため、ＦＥＴ１はオン状態にな
り、コンデンサ５に蓄積された電荷が負荷１０に放出さ
れる。
【００１３】
【発明の効果】本発明によれば、整流回路から整流電圧
をコンデンサを介さずに直接負荷に付与する回路と、整
流回路から整流電圧をコンデンサを介して負荷に付与す
る回路とを設け、整流回路の整流電圧がコンデンサ電圧
よりも高い期間にコンデンサを充電するとともに、負荷
に電力を供給するようにしたので、交流電源からの入力
電流の休止区間を短くすることができ、力率を改善して
電力を有効に使用することができる。また、負荷への安
定した直流電圧の付与が可能となり、電子機器を常に正
常に動作させることができる。
をコンデンサを介さずに直接負荷に付与する回路と、整
流回路から整流電圧をコンデンサを介して負荷に付与す
る回路とを設け、整流回路の整流電圧がコンデンサ電圧
よりも高い期間にコンデンサを充電するとともに、負荷
に電力を供給するようにしたので、交流電源からの入力
電流の休止区間を短くすることができ、力率を改善して
電力を有効に使用することができる。また、負荷への安
定した直流電圧の付与が可能となり、電子機器を常に正
常に動作させることができる。
【図１】 本発明による直流電源装置の第１の実施例を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図２】 本発明による直流電源装置の第２の実施例を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図３】 本発明による直流電源装置の第３の実施例を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図４】 本発明による直流電源装置の第４の実施例を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図５】 本発明による直流電源装置の第５の実施例を
示す電気回路図
示す電気回路図
【図６】 図１の回路の各部の電圧及び電流を示すタイ
ムチャート
ムチャート
【図７】 図２の回路の各部の電圧及び電流を示すタイ
ムチャート
ムチャート
【図８】 従来の直流電源装置を示す電気回路図
１・・・ＦＥＴ、２・・・サイリスタ、４・・・ツェナ
ダイオード、５・・・コンデンサ、６、１２・・・逆流
阻止用ダイオード、７・・・整流回路、８・・・直流供
給回路、１０・・・負荷、２０・・・交流電源、２１・
・・リアクトル（充電電流制御手段）、７１・・・正側
端子、７２・・・負側端子
ダイオード、５・・・コンデンサ、６、１２・・・逆流
阻止用ダイオード、７・・・整流回路、８・・・直流供
給回路、１０・・・負荷、２０・・・交流電源、２１・
・・リアクトル（充電電流制御手段）、７１・・・正側
端子、７２・・・負側端子
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源に接続される整流回路と、該整
流回路の正側端子と負側端子との間に接続され且つ負荷
の両端に接続されたコンデンサとを備えた直流電源装置
において、 前記整流回路と前記負荷とを直接接続する直流供給回路
と、 前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続された整流
素子と、 前記コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記直流
供給回路と前記コンデンサとの電位差が所定のレベルに
なったときにオン状態となるスイッチング素子とを備
え、 前記スイッチング素子がオン状態のときに前記コンデン
サから前記負荷に電力を供給し、前記スイッチング素子
がオフ状態のときに前記直流供給回路から前記負荷に電
力を供給することを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項２】 前記整流素子と直列に充電電流制御手段
を接続した「請求項１」に記載の直流電源装置。 - 【請求項３】 交流電源に接続される整流回路と、該整
流回路の正側端子と負側端子との間に接続され且つ負荷
の両端に接続されたコンデンサとを備えた直流電源装置
において、 前記整流回路と前記負荷とを直接接続する直流供給回路
と、 前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続された整流
素子と、 前記コンデンサと前記負荷との間に接続され、前記交流
電源の電圧が所定のレベルになったときに出力を発生す
るレベル検出手段と、 レベル検出手段の出力によってオン状態となるスイッチ
ング素子とを備え、 前記スイッチング素子がオン状態のときに前記コンデン
サから前記負荷に電力を供給し、前記スイッチング素子
がオフ状態のときに前記直流供給回路から前記負荷に電
力を供給することを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項４】 前記整流素子と直列に充電電流制御手段
を接続した「請求項３」に記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20958594A JPH0880049A (ja) | 1994-09-02 | 1994-09-02 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20958594A JPH0880049A (ja) | 1994-09-02 | 1994-09-02 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0880049A true JPH0880049A (ja) | 1996-03-22 |
Family
ID=16575277
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20958594A Pending JPH0880049A (ja) | 1994-09-02 | 1994-09-02 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0880049A (ja) |
-
1994
- 1994-09-02 JP JP20958594A patent/JPH0880049A/ja active Pending
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7120036B2 (en) | Switching-mode power supply having a synchronous rectifier | |
| JP3369134B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3871345B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP3419134B2 (ja) | 自励式コンバータ装置 | |
| JP2004015993A (ja) | 無負荷時省電力電源装置 | |
| JPH0880049A (ja) | 直流電源装置 | |
| JP3000937B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US6469567B1 (en) | Power supply circuit and method | |
| JP2008253032A (ja) | スイッチング電源 | |
| EP0824781B1 (en) | Power-supply circuit | |
| JP4395880B2 (ja) | スイッチング電源装置の同期整流回路 | |
| EP1360559A2 (en) | Switching power supply | |
| KR930005928Y1 (ko) | 스위칭 트랜지스터의 베이스 구동회로 | |
| JP3641351B2 (ja) | リンギングチョークコンバータ | |
| JP4237283B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002281749A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH09182425A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH06189545A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3651637B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 | |
| KR0140018Y1 (ko) | 배터리 충전회로 | |
| JPH01103156A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3419343B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2532203Y2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0816264A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH07222440A (ja) | スイッチング電源 |