JPH0884474A - Ｐｗｍコンバータの直流充電制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの直流充電制御方法Info
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- JPH0884474A JPH0884474A JP21542894A JP21542894A JPH0884474A JP H0884474 A JPH0884474 A JP H0884474A JP 21542894 A JP21542894 A JP 21542894A JP 21542894 A JP21542894 A JP 21542894A JP H0884474 A JPH0884474 A JP H0884474A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング素子QとダイオードDからなる電
力半導体素子3を有するＰＷＭコンバータ1により平滑コ
ンデンサCを直流充電する際、ダイオードDのみによる自
家整流電圧Vdにより直流充電した後、コンデンサCの直
流充電電圧Vcと目標電圧との誤差信号Vpを誤差増幅器10
に入力し、その出力の大きさに対応したＰＷＭ信号Spに
よりスイッチング素子QをＰＷＭ制御して直流充電電圧V
cを所望の目標電圧Vrに到達させて一定電圧制御するに
あたり、ＰＷＭ制御時に過渡的な過大電流入力動作を抑
制するＰＷＭコンバータの直流充電制御方法を提供す
る。 【構成】 ＰＷＭ制御時に目標電圧を自家整流電圧Vdか
ら所望値Vrまで時間的にソフトに変えることにより、コ
ンデンサCの直流充電電圧Vcを自家整流電圧Vdを初期値
としてソフトスタートさせ、非振動に所望の目標電圧Vr
に到達させて一定電圧制御する。
力半導体素子3を有するＰＷＭコンバータ1により平滑コ
ンデンサCを直流充電する際、ダイオードDのみによる自
家整流電圧Vdにより直流充電した後、コンデンサCの直
流充電電圧Vcと目標電圧との誤差信号Vpを誤差増幅器10
に入力し、その出力の大きさに対応したＰＷＭ信号Spに
よりスイッチング素子QをＰＷＭ制御して直流充電電圧V
cを所望の目標電圧Vrに到達させて一定電圧制御するに
あたり、ＰＷＭ制御時に過渡的な過大電流入力動作を抑
制するＰＷＭコンバータの直流充電制御方法を提供す
る。 【構成】 ＰＷＭ制御時に目標電圧を自家整流電圧Vdか
ら所望値Vrまで時間的にソフトに変えることにより、コ
ンデンサCの直流充電電圧Vcを自家整流電圧Vdを初期値
としてソフトスタートさせ、非振動に所望の目標電圧Vr
に到達させて一定電圧制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はPWM（パルス幅変調）コ
ンバータの直流充電制御方法に関するものである。
ンバータの直流充電制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】PWMコンバータ（以下、コンバータと称
す。）は、例えばアクティブフィルタにおけるインバー
タ装置の直流充電部として用いられ、その一例を図３を
参照して次に示す。図において（１）はコンバータ、
（Ｃ）は平滑コンデンサ、（２）は制御部である。上記
コンバータ（１）はトランジスタ等のスイッチング素子
（Ｑ）とダイオード（Ｄ）からなる電力半導体素子
（３）を有し、例えばそれを２個、直列接続したものを
多段に並列接続し、入力側を開閉器（４）及び変圧器
（図示せず）を介して電源（５）に接続したもので、交
流を直流に変換する。平滑コンデンサ（Ｃ）は直列抵抗
（Ｒ）を介してコンバータ（１）の出力側に並列接続さ
れてコンバータ（１）により直流充電されるもので、後
述のPWM制御に対応出来るように両端子間に分圧器
（６）を並列接続して分圧する。又、直列抵抗（Ｒ）に
短絡用開閉器（７）を並列接続し、開閉器（４）の切替
え接点をタイマ（８）を介して開閉器（７）の切替え接
点に接続する。
す。）は、例えばアクティブフィルタにおけるインバー
タ装置の直流充電部として用いられ、その一例を図３を
参照して次に示す。図において（１）はコンバータ、
（Ｃ）は平滑コンデンサ、（２）は制御部である。上記
コンバータ（１）はトランジスタ等のスイッチング素子
（Ｑ）とダイオード（Ｄ）からなる電力半導体素子
（３）を有し、例えばそれを２個、直列接続したものを
多段に並列接続し、入力側を開閉器（４）及び変圧器
（図示せず）を介して電源（５）に接続したもので、交
流を直流に変換する。平滑コンデンサ（Ｃ）は直列抵抗
（Ｒ）を介してコンバータ（１）の出力側に並列接続さ
れてコンバータ（１）により直流充電されるもので、後
述のPWM制御に対応出来るように両端子間に分圧器
（６）を並列接続して分圧する。又、直列抵抗（Ｒ）に
短絡用開閉器（７）を並列接続し、開閉器（４）の切替
え接点をタイマ（８）を介して開閉器（７）の切替え接
点に接続する。
【０００３】制御部（２）は減算器（９）と誤差増幅器
（PI制御器）（10）とパルス形成回路（11）とを具備
し、コンバータ（１）に指令信号（ゲート制御信号）を
送出してスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御し、コンデ
ンサ（Ｃ）の直流充電電圧（Vc）を目標電圧（Vr）に到
達させて一定電圧制御する。上記減算器（９）は比例器
（比例定数Ｋ）（12）を介して分圧器（６）の出力｛直
流充電電圧（Vc）に対応する。｝及び目標電圧（Vr）が
入力し、両者を減算して誤差信号（Vp）を出力する。
尚、比例定数（Ｋ）が１であれば、比例器（12）は不要
となり、又、比例器（12）を分圧器（６）内に含めても
良い。
（PI制御器）（10）とパルス形成回路（11）とを具備
し、コンバータ（１）に指令信号（ゲート制御信号）を
送出してスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御し、コンデ
ンサ（Ｃ）の直流充電電圧（Vc）を目標電圧（Vr）に到
達させて一定電圧制御する。上記減算器（９）は比例器
（比例定数Ｋ）（12）を介して分圧器（６）の出力｛直
流充電電圧（Vc）に対応する。｝及び目標電圧（Vr）が
入力し、両者を減算して誤差信号（Vp）を出力する。
尚、比例定数（Ｋ）が１であれば、比例器（12）は不要
となり、又、比例器（12）を分圧器（６）内に含めても
良い。
【０００４】誤差増幅器（10）は伝達関数｛G(s)=K/(1+
sT)｝で表され、その時定数により制御の応答性を決め
るPI制御器で、減算器（９）から出力した誤差信号（V
p）が入力すると共に、その振幅に比例した信号（Vq）
を出力して誤差信号（Vp）が０になるようにPI制御し、
且つ、開閉器（７）の切替え接点に接続したタイマ（1
3）を介して起動される。パルス形成回路（11）は加算
器及び比較器を有し、一定周期の搬送信号に誤差増幅器
（10）の出力信号（Vq）を加算し、その加算値の一定値
を越えた部分をハイレベルとして誤差増幅器（10）の出
力信号（Vq）の大きさに対応（比例）したパルス幅を持
つPWM信号（Sp）を出力し、その信号（Sp）によりスイ
ッチング素子（３）をPWM制御する。
sT)｝で表され、その時定数により制御の応答性を決め
るPI制御器で、減算器（９）から出力した誤差信号（V
p）が入力すると共に、その振幅に比例した信号（Vq）
を出力して誤差信号（Vp）が０になるようにPI制御し、
且つ、開閉器（７）の切替え接点に接続したタイマ（1
3）を介して起動される。パルス形成回路（11）は加算
器及び比較器を有し、一定周期の搬送信号に誤差増幅器
（10）の出力信号（Vq）を加算し、その加算値の一定値
を越えた部分をハイレベルとして誤差増幅器（10）の出
力信号（Vq）の大きさに対応（比例）したパルス幅を持
つPWM信号（Sp）を出力し、その信号（Sp）によりスイ
ッチング素子（３）をPWM制御する。
【０００５】上記構成において、まず開閉器（４）を投
入し、且つ、スイッチング素子（３）を遮断しておき、
電源（５）の交流電圧をコンバータ（１）のダイオード
（Ｄ）のみにより直流に自家整流すると、直列抵抗
（Ｒ）を介して自家整流電圧（Vd）より低い電圧でコン
デンサ（Ｃ）を直流充電する。そして、タイマ（８）に
よる一定時間経過後、開閉器（７）が閉じて直列抵抗
（Ｒ）を短絡し、ダイオード（Ｄ）の自家整流電圧（V
d）でコンデンサ（Ｃ）を直流充電する。同時に、タイ
マ（13）による一定時間経過後、直流充電電圧（Vc）が
十分に自家整流電圧（Vd）に到達した上で誤差増幅器
（10）を起動し、制御部（２）を作動させてスイッチン
グ素子（Ｑ）のPWM制御を開始し、直流充電電圧（Vc）
を目標電圧（Vr）に到達させて一定電圧制御する。
入し、且つ、スイッチング素子（３）を遮断しておき、
電源（５）の交流電圧をコンバータ（１）のダイオード
（Ｄ）のみにより直流に自家整流すると、直列抵抗
（Ｒ）を介して自家整流電圧（Vd）より低い電圧でコン
デンサ（Ｃ）を直流充電する。そして、タイマ（８）に
よる一定時間経過後、開閉器（７）が閉じて直列抵抗
（Ｒ）を短絡し、ダイオード（Ｄ）の自家整流電圧（V
d）でコンデンサ（Ｃ）を直流充電する。同時に、タイ
マ（13）による一定時間経過後、直流充電電圧（Vc）が
十分に自家整流電圧（Vd）に到達した上で誤差増幅器
（10）を起動し、制御部（２）を作動させてスイッチン
グ素子（Ｑ）のPWM制御を開始し、直流充電電圧（Vc）
を目標電圧（Vr）に到達させて一定電圧制御する。
【０００６】そこで、スイッチング素子（Ｑ）のPWM制
御に際し、まず分圧器（６）で直流充電電圧（Vc）の分
圧を比例器（12）を経て減算器（９）に入力し、目標電
圧（Vr）と比較減算して両者の誤差信号（Vp）を出力
し、それを誤差増幅器（10）に入力する。次に、誤差増
幅器（10）の出力信号（Vq）の大きさに比例したパルス
幅を持つPWM信号（Sp）をパルス形成回路（11）からコ
ンバータ（１）に送出する。そして、PWM信号（Sp）に
よってスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御し、誤差信号
（Vp）が０になるように、即ち直流充電電圧（Vc）を目
標電圧（Vr）に到達させて一定電圧制御する。
御に際し、まず分圧器（６）で直流充電電圧（Vc）の分
圧を比例器（12）を経て減算器（９）に入力し、目標電
圧（Vr）と比較減算して両者の誤差信号（Vp）を出力
し、それを誤差増幅器（10）に入力する。次に、誤差増
幅器（10）の出力信号（Vq）の大きさに比例したパルス
幅を持つPWM信号（Sp）をパルス形成回路（11）からコ
ンバータ（１）に送出する。そして、PWM信号（Sp）に
よってスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御し、誤差信号
（Vp）が０になるように、即ち直流充電電圧（Vc）を目
標電圧（Vr）に到達させて一定電圧制御する。
【０００７】例えば、図２（ｂ）に示すように、タイマ
（４）（13）により一定時間（Ta）、経過後、制御部
（２）を起動し、例えばダイオード（Ｄ）のみによる自
家整流電圧（Vd=144V）から目標電圧（Vr=300V）まで昇
圧するとする。その際、起動開始の瞬間、直流充電電圧
（Vc）が電圧（Vd）で目標電圧（Vr）よりかなり小さい
ため、過大な誤差信号（Vp=156V）が誤差増幅器（10)に
入力する。そこで、誤差増幅器（10）の出力信号（Vq
a）が大きくなり、それに対応したPWM信号（Sp）により
スイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、大きな上げ
指令になってコンバータ（１）に流入する電流量が増加
し、コンバータ出力を上げる。そして、直流充電電圧
（Vc）が増大して目標電圧（Vr）を越えた場合、誤差増
幅器（10）の出力信号（Vqb）に対応したPWM信号（Sp）
によりスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、下げ
指令になってコンバータ（１）に流入する電流量が減少
し、コンバータ（１）の出力を下げる。そこで、再び、
直流充電電圧（Vc）が減少して目標電圧（Vr）より小さ
くなった場合、スイッチング素子（Ｑ）をPWM制御する
と、上げ指令になってコンバータ（１）に流入する電流
量が再び増加してコンバータ（１）の出力を上げる。上
記動作を減衰振動的に繰り返して直流充電電圧（Vc）が
定常的に目標電圧（Vr）に到達し、又、誤差増幅器出力
（Vq）も定常値（Vqo）に収束する。尚、通常、約１秒
で定常に到達するように誤差増幅器（10）の時定数を設
定している。
（４）（13）により一定時間（Ta）、経過後、制御部
（２）を起動し、例えばダイオード（Ｄ）のみによる自
家整流電圧（Vd=144V）から目標電圧（Vr=300V）まで昇
圧するとする。その際、起動開始の瞬間、直流充電電圧
（Vc）が電圧（Vd）で目標電圧（Vr）よりかなり小さい
ため、過大な誤差信号（Vp=156V）が誤差増幅器（10)に
入力する。そこで、誤差増幅器（10）の出力信号（Vq
a）が大きくなり、それに対応したPWM信号（Sp）により
スイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、大きな上げ
指令になってコンバータ（１）に流入する電流量が増加
し、コンバータ出力を上げる。そして、直流充電電圧
（Vc）が増大して目標電圧（Vr）を越えた場合、誤差増
幅器（10）の出力信号（Vqb）に対応したPWM信号（Sp）
によりスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、下げ
指令になってコンバータ（１）に流入する電流量が減少
し、コンバータ（１）の出力を下げる。そこで、再び、
直流充電電圧（Vc）が減少して目標電圧（Vr）より小さ
くなった場合、スイッチング素子（Ｑ）をPWM制御する
と、上げ指令になってコンバータ（１）に流入する電流
量が再び増加してコンバータ（１）の出力を上げる。上
記動作を減衰振動的に繰り返して直流充電電圧（Vc）が
定常的に目標電圧（Vr）に到達し、又、誤差増幅器出力
（Vq）も定常値（Vqo）に収束する。尚、通常、約１秒
で定常に到達するように誤差増幅器（10）の時定数を設
定している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】解決しようとする課題
は、自家整流電圧（Vd）と目標電圧（Vr）との誤差信号
（Vp）が大きい場合、制御部（２）の作動開始時、過渡
的に誤差増幅器（10）に過大な誤差信号（Vp）が入力す
るため、それに対応してスイッチング素子（Ｑ）をPWM
制御した場合、大きな上げ指令になって一定電圧制御定
常電流に対し過大な電流が過渡的にコンバータ（１）に
流入し、その結果、スイッチング素子（Ｑ）やダイオー
ド（Ｄ）の過電流耐量を大きくする必要があり、素子定
格容量が定常時の設定値よりも大きくなって装置が大型
化し、且つ、コスト増を招き、又、制御も不安定になっ
て性能が低下する点である。
は、自家整流電圧（Vd）と目標電圧（Vr）との誤差信号
（Vp）が大きい場合、制御部（２）の作動開始時、過渡
的に誤差増幅器（10）に過大な誤差信号（Vp）が入力す
るため、それに対応してスイッチング素子（Ｑ）をPWM
制御した場合、大きな上げ指令になって一定電圧制御定
常電流に対し過大な電流が過渡的にコンバータ（１）に
流入し、その結果、スイッチング素子（Ｑ）やダイオー
ド（Ｄ）の過電流耐量を大きくする必要があり、素子定
格容量が定常時の設定値よりも大きくなって装置が大型
化し、且つ、コスト増を招き、又、制御も不安定になっ
て性能が低下する点である。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
素子とダイオードからなる電力半導体素子を有するPWM
コンバータにより交流を直流に変換し、上記コンバータ
出力側に並列接続した平滑コンデンサを直流充電する
際、上記ダイオードのみによる自家整流電圧により直流
充電した後、コンデンサの直流充電電圧と目標電圧との
誤差信号を誤差増幅器に入力し、その出力の大きさに対
応したパルス幅を持つPWM信号により上記スイッチング
素子をPWM制御して直流充電電圧を所望の目標電圧に到
達させて一定電圧制御するにあたり、上記PWM制御時に
目標電圧を上記自家整流電圧から所望値まで時間的にソ
フトに変えることにより、上記コンデンサの直流充電電
圧を上記自家整流電圧を初期値としてソフトスタートさ
せ、非振動に所望の目標電圧に到達させて一定電圧制御
することを特徴とする。
素子とダイオードからなる電力半導体素子を有するPWM
コンバータにより交流を直流に変換し、上記コンバータ
出力側に並列接続した平滑コンデンサを直流充電する
際、上記ダイオードのみによる自家整流電圧により直流
充電した後、コンデンサの直流充電電圧と目標電圧との
誤差信号を誤差増幅器に入力し、その出力の大きさに対
応したパルス幅を持つPWM信号により上記スイッチング
素子をPWM制御して直流充電電圧を所望の目標電圧に到
達させて一定電圧制御するにあたり、上記PWM制御時に
目標電圧を上記自家整流電圧から所望値まで時間的にソ
フトに変えることにより、上記コンデンサの直流充電電
圧を上記自家整流電圧を初期値としてソフトスタートさ
せ、非振動に所望の目標電圧に到達させて一定電圧制御
することを特徴とする。
【００１０】
【作用】上記技術的手段によれば、PWMコンバータのダ
イオードのみによる自家整流電圧により平滑コンデンサ
を直流充電した後、直流充電電圧と目標電圧との誤差信
号を誤差増幅器に入力し、その出力に対応したPWM信号
によりコンバータのスイッチング素子をPWM制御して直
流充電電圧を変える際、目標電圧を上記自家整流電圧か
ら所望値まで時間的にソフトに変えると、上記コンデン
サの直流充電電圧が上記自家整流電圧を初期値としてソ
フトスタートし、非振動に所望の目標電圧に到達して一
定電圧制御される。
イオードのみによる自家整流電圧により平滑コンデンサ
を直流充電した後、直流充電電圧と目標電圧との誤差信
号を誤差増幅器に入力し、その出力に対応したPWM信号
によりコンバータのスイッチング素子をPWM制御して直
流充電電圧を変える際、目標電圧を上記自家整流電圧か
ら所望値まで時間的にソフトに変えると、上記コンデン
サの直流充電電圧が上記自家整流電圧を初期値としてソ
フトスタートし、非振動に所望の目標電圧に到達して一
定電圧制御される。
【００１１】
【実施例】本発明に係るPWMコンバータの直流充電制御
方法の実施例を図１及び図２（ａ）を参照して以下に説
明する。図３と同一部分には同一参照符号を付してその
説明を省略する。相違する点は、制御部（14）内で誤差
増幅器（10）の入力側にソフト充電用ソフトスタート回
路（15）を付加したことで、それに付随してホールド回
路（16）と減算器（17）と加算器（18）を設ける。上記
ソフトスタート回路（15）は出力電圧が徐々に上昇して
いく充電回路で、ホールド回路（16）の保持値と所望の
目標電圧（Vr）とを減算器（17）で減算して出力した誤
差信号（Vpa）が印加され、０から誤差信号（Vpa）の電
圧まで徐々に、例えば約１秒間（誤差増幅器の時定数=2
00ms）で昇圧して出力する。ホールド回路（16）は比例
器（12）を介して分圧器（６）の出力に接続され、自家
整流電圧（Vd）を保持する。そして、その保持値（Vd）
とソフトスタート回路（15）の充電値（Vs）とを加算器
（18）で加算し、更に、その加算値（Vt）と分圧器
（６）の出力値（直流充電電圧）（Vc）とを減算器
（９）で減算する。そうすると、減算器（９）における
演算は、(Vt-Vc)={(Vd+Vs)-Vc}={Vs+(Vd-Vc)} とな
り、特に制御開始時、Vc=Vdとなるため、誤差増幅器（1
0）に入力する誤差信号（Vp）は充電値（Vs）に等し
く、０になる。そして、後述するように、充電値（Vs）
が漸増するに従い、加算器（18）の加算値（Vt）は見掛
けの目標電圧として自家整流電圧（Vd）から徐々に時間
的にソフトに上昇し、直流充電電圧（Vc）がそれに追従
していくことになる。
方法の実施例を図１及び図２（ａ）を参照して以下に説
明する。図３と同一部分には同一参照符号を付してその
説明を省略する。相違する点は、制御部（14）内で誤差
増幅器（10）の入力側にソフト充電用ソフトスタート回
路（15）を付加したことで、それに付随してホールド回
路（16）と減算器（17）と加算器（18）を設ける。上記
ソフトスタート回路（15）は出力電圧が徐々に上昇して
いく充電回路で、ホールド回路（16）の保持値と所望の
目標電圧（Vr）とを減算器（17）で減算して出力した誤
差信号（Vpa）が印加され、０から誤差信号（Vpa）の電
圧まで徐々に、例えば約１秒間（誤差増幅器の時定数=2
00ms）で昇圧して出力する。ホールド回路（16）は比例
器（12）を介して分圧器（６）の出力に接続され、自家
整流電圧（Vd）を保持する。そして、その保持値（Vd）
とソフトスタート回路（15）の充電値（Vs）とを加算器
（18）で加算し、更に、その加算値（Vt）と分圧器
（６）の出力値（直流充電電圧）（Vc）とを減算器
（９）で減算する。そうすると、減算器（９）における
演算は、(Vt-Vc)={(Vd+Vs)-Vc}={Vs+(Vd-Vc)} とな
り、特に制御開始時、Vc=Vdとなるため、誤差増幅器（1
0）に入力する誤差信号（Vp）は充電値（Vs）に等し
く、０になる。そして、後述するように、充電値（Vs）
が漸増するに従い、加算器（18）の加算値（Vt）は見掛
けの目標電圧として自家整流電圧（Vd）から徐々に時間
的にソフトに上昇し、直流充電電圧（Vc）がそれに追従
していくことになる。
【００１２】上記構成に基づき本発明の動作（方法）を
次に説明する。まず従来と同様、スイッチング素子
（Ｑ）を遮断し、且つ、開閉器（４）を投入し、電源
（５）の交流電圧をコンバータ（１）のダイオード
（Ｄ）のみにより直流に自家整流すると、直列抵抗
（Ｒ）を介して自家整流電圧（Vd）より低い電圧でコン
デンサ（Ｃ）を直流充電する。そして、タイマ（８）に
よる一定時間経過後、開閉器（７）が閉じて直列抵抗
（Ｒ）を短絡し、ダイオード（Ｄ）の自家整流電圧（V
d）でコンデンサ（Ｃ）を直流充電する。同時に、タイ
マ（13）による一定時間経過後、直流充電電圧（Vc）が
十分に自家整流電圧（Vd）に到達した上で誤差増幅器
（10）とソフトスタート回路（15）とホールド回路（1
6）とを起動する。そして、制御部（２）を作動させて
コンバータ（１）のスイッチング素子（Ｑ）のPWM制御
を開始し、直充電電圧（Vc）を自家整流電圧（Vd）から
所望の目標電圧（Vr）に、例えば144Vから300Vに昇圧さ
せて一定電圧制御する。
次に説明する。まず従来と同様、スイッチング素子
（Ｑ）を遮断し、且つ、開閉器（４）を投入し、電源
（５）の交流電圧をコンバータ（１）のダイオード
（Ｄ）のみにより直流に自家整流すると、直列抵抗
（Ｒ）を介して自家整流電圧（Vd）より低い電圧でコン
デンサ（Ｃ）を直流充電する。そして、タイマ（８）に
よる一定時間経過後、開閉器（７）が閉じて直列抵抗
（Ｒ）を短絡し、ダイオード（Ｄ）の自家整流電圧（V
d）でコンデンサ（Ｃ）を直流充電する。同時に、タイ
マ（13）による一定時間経過後、直流充電電圧（Vc）が
十分に自家整流電圧（Vd）に到達した上で誤差増幅器
（10）とソフトスタート回路（15）とホールド回路（1
6）とを起動する。そして、制御部（２）を作動させて
コンバータ（１）のスイッチング素子（Ｑ）のPWM制御
を開始し、直充電電圧（Vc）を自家整流電圧（Vd）から
所望の目標電圧（Vr）に、例えば144Vから300Vに昇圧さ
せて一定電圧制御する。
【００１３】そこで、例えばスイッチング素子（Ｑ）を
PWM制御して昇圧させる際、まず分圧器（６）で直流充
電電圧（Vc）の分圧を比例器（12）を経て減算器（９）
及びホールド回路（16）に入力し、ホールド回路（16）
で自家整流電圧（Vd）を保持する。次に、保持値（Vd）
を減算器（17）で所望の目標電圧（Vr）と減算し、誤差
信号（Vpa）をソフトスタート回路（10）に入力する
と、ソフトスタート回路（10）で０からその誤差信号
（Vpa）の電圧まで徐々に充電して昇圧及び出力する。
PWM制御して昇圧させる際、まず分圧器（６）で直流充
電電圧（Vc）の分圧を比例器（12）を経て減算器（９）
及びホールド回路（16）に入力し、ホールド回路（16）
で自家整流電圧（Vd）を保持する。次に、保持値（Vd）
を減算器（17）で所望の目標電圧（Vr）と減算し、誤差
信号（Vpa）をソフトスタート回路（10）に入力する
と、ソフトスタート回路（10）で０からその誤差信号
（Vpa）の電圧まで徐々に充電して昇圧及び出力する。
【００１４】そうすると、まずソフトスタート回路（1
0）の充電値（Vs）が０の時、加算器（18）の加算値（V
t）は保持値（Vd）に等しく、減算器（９）における演
算は、(Vd-Vd) となって誤差信号（Vp）は０となる。
まず、それが誤差増幅器（10）に入力するため、過大な
誤差信号（Vp）が誤差増幅器（10）に入力されない。次
に、上述したように、上記充電値（Vs）がやや増加する
と、加算器（18）の加算値（Vt）が、増加した充電値分
だけやや上昇する。そこで、その加算値（Vt）と直流充
電電圧（Vc）とを減算器（９）で再び減算すると、誤差
信号（Vp）が０からやや増加する。それに伴って誤差増
幅器（10）の出力信号（Vq）に対応したPWM信号（Sp）
によってスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、上
げ指令になってコンバータ（１）に流入する電流量がや
や増加してコンバータ出力が漸増する。そこで、時間経
過と共に再びソフトスタート回路（15）の充電値（Vs）
がやや増加すると、誤差信号（Vp）が更に漸増する。そ
れに伴って誤差増幅器（10）の出力信号（Vq）に対応し
てスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、同様に上
げ指令になってコンバータ（１）に流入する電流量がや
や増加してコンバータ出力が更に漸増する。
0）の充電値（Vs）が０の時、加算器（18）の加算値（V
t）は保持値（Vd）に等しく、減算器（９）における演
算は、(Vd-Vd) となって誤差信号（Vp）は０となる。
まず、それが誤差増幅器（10）に入力するため、過大な
誤差信号（Vp）が誤差増幅器（10）に入力されない。次
に、上述したように、上記充電値（Vs）がやや増加する
と、加算器（18）の加算値（Vt）が、増加した充電値分
だけやや上昇する。そこで、その加算値（Vt）と直流充
電電圧（Vc）とを減算器（９）で再び減算すると、誤差
信号（Vp）が０からやや増加する。それに伴って誤差増
幅器（10）の出力信号（Vq）に対応したPWM信号（Sp）
によってスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、上
げ指令になってコンバータ（１）に流入する電流量がや
や増加してコンバータ出力が漸増する。そこで、時間経
過と共に再びソフトスタート回路（15）の充電値（Vs）
がやや増加すると、誤差信号（Vp）が更に漸増する。そ
れに伴って誤差増幅器（10）の出力信号（Vq）に対応し
てスイッチング素子（Ｑ）をPWM制御すると、同様に上
げ指令になってコンバータ（１）に流入する電流量がや
や増加してコンバータ出力が更に漸増する。
【００１５】このようにして、加算器（18）の加算値
（Vt）は見掛けの目標電圧としてソフトスタート回路
（15）の充電値（Vs）の漸増と共に直流充電電圧（Vc）
に対しやや大きい値を保持しつつ漸増し、直流充電電圧
（Vc）がそれに追従して徐々に増加していく。そのた
め、上記動作を繰り返すことにより、図２（ａ）に示す
ように、誤差増幅器（10）から上げ指令となる略一定の
信号（Vqm）が出力され続け、その結果、直流充電電圧
（Vc）が自家整流電圧（Vd）を初期値として時間的にソ
フトに非振動で上昇する。そして、ソフトスタート回路
（15）の充電値（Vs）が飽和値に到達して誤差信号（Vp
a）になると、加算値（Vt）は、
（Vt）は見掛けの目標電圧としてソフトスタート回路
（15）の充電値（Vs）の漸増と共に直流充電電圧（Vc）
に対しやや大きい値を保持しつつ漸増し、直流充電電圧
（Vc）がそれに追従して徐々に増加していく。そのた
め、上記動作を繰り返すことにより、図２（ａ）に示す
ように、誤差増幅器（10）から上げ指令となる略一定の
信号（Vqm）が出力され続け、その結果、直流充電電圧
（Vc）が自家整流電圧（Vd）を初期値として時間的にソ
フトに非振動で上昇する。そして、ソフトスタート回路
（15）の充電値（Vs）が飽和値に到達して誤差信号（Vp
a）になると、加算値（Vt）は、
【００１６】Vt=Vs+Vd=Vpa+Vd=(Vr-Vd)+Vd=Vr とな
り、誤差信号（Vp）が演算値（Vr-Vc）になる。そこ
で、その出力信号（Vq）に対応してスイッチング素子
（Ｑ）をPMW制御し、誤差信号（Vp=Vr-Vc）が０になる
ように制御すると、直流充電電圧（Vc）が所望の目標電
圧（Vr）に到達し、又、誤差増幅器出力信号（Vq）も
又、定常値（Vqo）に到達する。
り、誤差信号（Vp）が演算値（Vr-Vc）になる。そこ
で、その出力信号（Vq）に対応してスイッチング素子
（Ｑ）をPMW制御し、誤差信号（Vp=Vr-Vc）が０になる
ように制御すると、直流充電電圧（Vc）が所望の目標電
圧（Vr）に到達し、又、誤差増幅器出力信号（Vq）も
又、定常値（Vqo）に到達する。
【００１７】
【発明の効果】本発明によれば、PWMコンバータをダイ
オードのみによる自家整流電圧によって直流充電した
後、直流充電電圧と目標電圧との誤差信号を誤差増幅器
に入力し、それに対応したPWM信号によりコンバータの
スイッチング素子をPWM制御して直流充電電圧を変える
際、目標電圧を上記自家整流電圧から所望値まで時間的
にソフトに変えることにより上記コンデンサの直流充電
電圧を自家整流電圧を初期値としてソフトスタートさ
せ、非振動に所望の目標電圧に到達させて一定電圧制御
するようにしたから、PWM制御開始時にコンバータにお
ける過渡的な過大電流入力動作を抑制出来、コンバータ
の素子の定格容量を最小限に設定出来てコストが低減さ
れ、又、応答が非振動になるため、応答性が良くなって
制御を安定に行うことが出来、性能が向上する。
オードのみによる自家整流電圧によって直流充電した
後、直流充電電圧と目標電圧との誤差信号を誤差増幅器
に入力し、それに対応したPWM信号によりコンバータの
スイッチング素子をPWM制御して直流充電電圧を変える
際、目標電圧を上記自家整流電圧から所望値まで時間的
にソフトに変えることにより上記コンデンサの直流充電
電圧を自家整流電圧を初期値としてソフトスタートさ
せ、非振動に所望の目標電圧に到達させて一定電圧制御
するようにしたから、PWM制御開始時にコンバータにお
ける過渡的な過大電流入力動作を抑制出来、コンバータ
の素子の定格容量を最小限に設定出来てコストが低減さ
れ、又、応答が非振動になるため、応答性が良くなって
制御を安定に行うことが出来、性能が向上する。
【図１】本発明に係るPWMコンバータの直流充電制御方
法の実施例を示す回路図である。
法の実施例を示す回路図である。
【図２】（ａ）は本発明に係るPWMコンバータの直流充
電制御方法による直流充電電圧及び誤差増幅器出力の時
間的経過を示すグラフである。（ｂ）は従来のPWMコン
バータの直流充電制御方法による直流充電電圧及び誤差
増幅器出力の時間的経過を示すグラフである。
電制御方法による直流充電電圧及び誤差増幅器出力の時
間的経過を示すグラフである。（ｂ）は従来のPWMコン
バータの直流充電制御方法による直流充電電圧及び誤差
増幅器出力の時間的経過を示すグラフである。
【図３】従来のPWMコンバータの直流充電制御方法を実
施する一例を示す回路図である。
施する一例を示す回路図である。
１ PWMコンバータ ３ 電力半導体素子 ９ 減算器 10 誤差増幅器 11 パルス形成回路 14 制御部 15 ソフトスタート回路 16 ホールド回路 17 減算器 18 加算器 Ｑ スイッチング素子 Ｄ ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子とダイオードからなる
電力半導体素子を有するＰＷＭコンバータにより交流を
直流に変換し、上記コンバータ出力側に並列接続した平
滑コンデンサを直流充電する際、上記ダイオードのみに
よる自家整流電圧により直流充電した後、コンデンサの
直流充電電圧と目標電圧との誤差信号を誤差増幅器に入
力し、その出力の大きさに対応したパルス幅を持つＰＷ
Ｍ信号により上記スイッチング素子をＰＷＭ制御して直
流充電電圧を所望の目標電圧に到達させて一定電圧制御
するにあたり、 上記ＰＷＭ制御時に目標電圧を上記自家整流電圧から所
望値まで時間的にソフトに変えることにより、上記コン
デンサの直流充電電圧を上記自家整流電圧を初期値とし
てソフトスタートさせ、非振動に所望の目標電圧に到達
させて一定電圧制御することを特徴とするＰＷＭコンバ
ータの直流充電制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21542894A JP3395862B2 (ja) | 1994-09-09 | 1994-09-09 | Ｐｗｍコンバータの直流充電制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21542894A JP3395862B2 (ja) | 1994-09-09 | 1994-09-09 | Ｐｗｍコンバータの直流充電制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0884474A true JPH0884474A (ja) | 1996-03-26 |
| JP3395862B2 JP3395862B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=16672180
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21542894A Expired - Fee Related JP3395862B2 (ja) | 1994-09-09 | 1994-09-09 | Ｐｗｍコンバータの直流充電制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3395862B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19980065436A (ko) * | 1997-01-10 | 1998-10-15 | 김광호 | 소프트 스타트 기능을 갖는 승압형 콘버터의 고역률 보상회로 |
| JP2002159182A (ja) * | 2000-11-15 | 2002-05-31 | Denso Corp | 移動ロボット |
-
1994
- 1994-09-09 JP JP21542894A patent/JP3395862B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19980065436A (ko) * | 1997-01-10 | 1998-10-15 | 김광호 | 소프트 스타트 기능을 갖는 승압형 콘버터의 고역률 보상회로 |
| JP2002159182A (ja) * | 2000-11-15 | 2002-05-31 | Denso Corp | 移動ロボット |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3395862B2 (ja) | 2003-04-14 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030109 |
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