JPH0884499A - 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 低速運転領域で誘導電動機を運転する際に
も、正確な速度制御をする。 【構成】 同一次元磁束オブザーバ４と速度適応機構７
からなる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機
１の実速度値を推定し、電動機速度推定値ω_r ^#と電動
機速度指令値ω_r ^* との比較誤差信号によって電流制御
部を制御してベクトル制御を行なう誘導電動機の速度セ
ンサレスベクトル制御装置であって、推定演算した２次
励磁軸磁束推定値λ_2d ^# と関数発生器２１から出力した
２次励磁軸磁束基準値λ_0dとの偏差である２次磁束偏差
値Δλを求め、この偏差値Δλに係数Ｋ_p を乗算して乗
算値Ｋ_p ・Δλを求める。そして電動機速度推定値ω_r
^# から乗算値Ｋ_p ・Δλを減算して修正電動機速度推定
値ω_r ^# ’を求め、この推定値ω_r ^# ’を同一次元磁束
オブザーバ４に入力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機の速度セン
サレスベクトル制御装置に係り、低速度領域での運転で
も安定した速度制御ができるよう工夫したものである。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。

【０００３】図３は、速度適応２次磁束オブザーバを使
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。

【０００４】まず、図３を用いて、誘導電動機１の電動
機速度（回転角周波数ω_r ）の推定について説明をす
る。

【０００５】誘導電動機１の電圧方程式は、電源角周波
数（ω₀ ）で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するｄ−ｑ軸で表わすと、次式（１）で与えられる。

【０００６】

【数１】

【０００７】但し、 ｖ_1d，ｖ_1q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次励磁軸
電圧，１次トルク軸電圧（Ｖ） ｉ_1d，ｉ_1q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次励磁軸
電流，１次トルク軸電流（Ａ） λ_2d，λ_2q…同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次励磁軸
磁束，２次トルク軸磁束（Ｗｂ） ω₀ …………電源角周波数（rad/sec) ω_r …………電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ω_s …………すべり角周波数（rad/sec) Ｒ₁ ，Ｒ₂ …１次，２次抵抗（Ω） Ｌ₁ ，Ｌ₂ …１次，２次インダクタンス（Ｈ） Ｍ …………相互（励磁）インダクタンス（Ｈ） Ｌσ…………等価漏れインダクタンス（Ｈ） （Ｌσ＝（Ｌ₁ Ｌ₂ −Ｍ² ）／Ｌ₂ ） ｓ …………時間微分子（d/dt) そして、電源角周波数（ω₀ ）、電動機速度（ω_r ）、
すべり角周波数指令値（ω_s ^* ）の関係、及びすべり角
周波数指令値（ω_s ^* ）の算出は次式（２）で表わされ
る。 ω₀ ＝ω_r ＋ω_s ^* ω_s ^* ＝ｉ_1b ^* ／ｉ_1a ^* ・τ₂ ……（２） 但し、 τ₂ …………２次時定数（τ₂ ＝Ｌ₂ ／Ｒ₂ ） 添字（＊）…指令値あるいは設定値を表わす。いま、 ｉ_1d ^* ＝ 一定 ……………………………………………（３） とし、上記（１）式において、（２），（３）式の条件
のもとに同期回転座標系（ｄ−ｑ軸）の１次電圧指令値
（ｖ_1d ^* ，ｖ_2q ^* ）をデジタル電流制御器３の構成式で
ある下記（４）式で与えると次のようになる。

【０００８】

【数２】

【０００９】上記（４）式を満足するように制御をする
と、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電流検出値ｉ₁
は１次電流指令値ｉ₁ ^* （ｉ_1d ^* ，ｉ_1q ^* ）どおりの電
流が流れ、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ₂
（λ_2d，λ_2q）は、 λ_2d＝Ｍｉ_1d（一定）， λ_2q＝０ …………………………（５） に保たれる。

【００１０】これにより、誘導電動機１のトルク（Ｔ）
は、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ₂ ・(λ_2d・ｉ_1q−λ_2q・ｉ_1d）＝Ｍ² ／Ｌ₂ ・(ｉ_1d・ｉ_1q） …………………………（６） となり、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ
₂ （λ_2d，λ_2q）と２次電流ｉ₂ （ｉ_2d，ｉ_2q）には無
関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。

【００１１】ところで、上記（２）式から明らかなよう
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数指令
値ω_s ^* が設定されていても電動機速度ω_r が未知であ
るから、電源角周波数ω₀ を決定することができない
が、該電源角周波数ω₀ で回転する同期回転座標（ｄ−
ｑ軸）上の２次磁束λ₂ （λ_2d，λ_2q）が上記（５）式
を満足するように、該電源角周波数ω₀ を制御すること
により、同様に、非干渉化制御のベクトル制御を実現す
ることができる。すなわち、同一次元磁束オブザーバ４
と速度適応機構７からなる速度適応２次磁束オブザーバ
を用いて、上記（５）式を満足するような同期回転座標
（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ₂ （λ_2d，λ _2q）を推定
し、その２次磁束推定値λ₂ ^# （λ_2d ^# ，λ_2q ^# ）に基
づき電動機速度ω_r を推定（ω_r ^# ）することにより、
上記（２）式（ω₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s ^*）から電源角周波
数ω₀ を求め、該電源角周波数ω₀ によりデジタル電流
制御器３を制御することによって非干渉化制御のベクト
ル制御を実現することができる。

【００１２】図３に示すベクトル制御システムにおける
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法に
おいては、誘導電動機１の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機１の１次電流（相電
流）ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w を検出し３相−２相相数変換器１
４にて相数変換した固定子座標（ａ−ｂ軸）上の１次電
流検出値ｉ₁ （ｉ_1a，ｉ_1b）とする。そしてこの１次電
流検出値ｉ₁ と、固定子座標（ａ−ｂ軸）上の電動機１
次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）と、速度推定値
ω_r ^# とを入力とする同一次元磁束オブザーバ４によ
り、固定子座標（ａ−ｂ軸）上の２次磁束推定値λ₂ ^#
（λ_2a ^# ，λ_2b ^# ）と１次電流推定値ｉ₁ ^#（ｉ_1a ^# ，
ｉ_1b ^# ）とを推定し、速度適応機構７にて該１次電流推
定値ｉ₁ ^# （ｉ_1a ^# ，ｉ_1b ^# ）と１次電流検出値ｉ
₁ （ｉ_1a，ｉ_1b）とを比較した推定誤差信号（ｉ₁ −ｉ
₁ ^# ）に基づき次式（７）で表わされる適応調整則によ
り電動機速度推定値（ω_r ^# ）を演算推定して誘導電動
機１の速度検出としている。

【００１３】 ω_r ^# ＝Ｋ_p （ｅ_iaλ_2b ^# −ｅ_ibλ_2a ^# ） ＋Ｋ_i ∫（ｅ_iaλ_2b ^# −ｅ_ibλ_2a ^# ）dt ………（７） 但し、 ｅ_ia＝ｉ_1a−ｉ_1a ^# ：推定誤差 ｅ_ib＝ｉ_1b−ｉ_1b ^# ：推定誤差 Ｋ_p ：速度推定部比例ゲイン Ｋ_i ：速度推定部積分ゲイン なお、同一次元２次磁束オブザーバ４と速度適応機構７
とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機１の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
Ｄ，１１１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松
瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）に掲載され
ている。

【００１４】以下、上記速度適応２次磁束オブザーバを
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。

【００１５】図３（制御システム構成）における動作を
説明すると、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電
流制御器３において、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１
次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ）が、前記１次電
流指令値ｉ₁ ^* （ｉ_1d ^* ，ｉ _1q ^* ）と１次電流検出値ｉ
₁ （ｉ_1d，ｉ_1q）が等しく（ｉ_1d ^* ＝ｉ_1d，ｉ_1q ^* ＝ｉ
_1q）なるように、非干渉化制御を可能とする条件式であ
る上記（４）式により演算される。

【００１６】同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の１次電圧指
令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ）は、座標変換器９により
固定子座標（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ
_1a ^*，ｖ_1b ^* ）に変換された後、２相−３相相数変換器
１５により相数変換されてＰＷＭ制御インバータ２の三
相各相の１次電圧制御指令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w に変換
され該ＰＷＭ制御インバータ２の三相各相の出力電圧を
制御する。その結果、誘導電動機１は所望の電動機速度
指令値（ω_r ^* ）に応じて速度制御される。また、電源
角周波数ω₀ で回転する同期回転座標（ｄ−ｑ軸）と、
誘導電動機１の固定子に固定された固定子座標（ａ−ｂ
軸）との間の変換を行なう座標変換器８，９に使用され
る単位ベクトル（sin θ₀ ，cos θ₀ ）を作り出すため
の基本位相角θ₀ （θ₀ ＝ω₀ ｔ）は次のようにして求
めることができる。即ちすべり算出器５により上記
（２）式に示すように、同期回転座標（ｄ−ｑ軸）上の
１次励磁軸電流指令値ｉ_1d ^* 、１次トルク軸電流指令値
ｉ_1q ^* 、及び誘導電動機１の２次時定数τ₂ （＝Ｌ₂ ／
Ｒ₂ ）によって求められるすべり角周波数指令値（ω_s
^* ）と、速度適応２次磁束オブザーバ（４，７）により
推定される電動機速度推定値（ω_r ^# ）とから得られる
電源角周波数（ω₀ ）を、基本位相角算出用積分器１１
で積分することによって、基本位相角θ₀ を求めること
ができる。

【００１７】以上のように、従来の速度センサレスベク
トル制御方式は、電動機速度（ω_r）を推定する演算過
程において遅れがあるため、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）とすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）との加算
により得られる電源角周波数ω₀ （ω ₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s
^* ）が真値からずれてしまい、その結果、デジタル電流
制御器３における電源角周波数ω₀ に基づいて演算され
る非干渉化制御を行なうための１次電圧指令値ｖ₁ ^* の
ずれ、及び座標変換器８，９における座標変換のために
用いる基本位相角θ₀ もずれ、結局、座標変換軸がずれ
て非干渉化制御のベクトル制御が成り立たなくなってし
まう虞がある。

【００１８】このことは、とりもなおさず誘導電動機１
の速度制御において、トルク指令値どおりのトルクが得
られないという重大な問題を起こすことになる。

【００１９】そこで本願出願人は、電動機速度の推定過
程における「遅れ」となるベクトル制御座標軸のずれを
防止することにより、良好なベクトル制御を行なうこと
ができる速度センサレスベクトル制御方式を先に出願し
た（特願平５−２６５９７６号）。

【００２０】先に出願した特願平５−２６５９７６号の
技術は、次の知見を基に開発したものである。

【００２１】誘導電動機１の電動機速度推定値
（ω_r ^# ）の推定過程における「遅れ」は、誘導電動機
１側からみれば、すべり算出部５で算出されるすべり角
周波数指令値（ω_s ^* ）がずれていることに相当する。
（上記（２）式、ω₀ ＝ω_r ＋ω_s ^* ，ω_s ＝ｉ_1q ^* ／
ｉ_1d ^* ・τ₂ 参照）

【００２２】そこで、ベクトル制御が成立するときの電
源角周波数ω₀ を決定する要件、すなわち、同期回転座
標（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束推定値λ₂ ^# のトルク軸成
分（λ_2q ^# ）を零（上式（５），（６）式参照）にする
ために、該２次トルク軸磁束推定値λ_2q ^# を積分（ω_sc
＝Ｋω_i ∫λ_2q ^# ・dt Ｋω_i ：積分ゲイン）して得ら
れたすべり角周波数修正値ω_scをすべり角周波数指令値
ω_s ^* に加える（ω_s ^* ＋ω_sc）ことにより、電動機速
度推定値ω_r ^# の「遅れ」に伴う電源角周波数ω₀ のず
れΔω₀ を修正することができ、座標軸のずれが防止さ
れ、完全なベクトル制御が行なわれる。（次式、参照） ω₀ ＋Δω₀ ＝ω_r ^# ＋ω_s ^* ＋ω_sc Δω₀ ＝ω_sc

【００２３】図４は、特願平５−２６５９７６号の実施
例を示すものである。

【００２４】図示制御システムにおいて、電流制御部
（ＡＣＲ）におけるデジタル電流制御器３において、前
記１次電流指令値ｉ₁ ^* の１次トルク軸電流指令値（ｉ
_1q ^* ）及び１次励磁軸電流指令値（ｉ_1d ^* ）と、１次電
流検出値ｉ₁ の１次トルク軸電流検出値（ｉ_1q）及び１
次励磁軸電流検出値（ｉ_1d）とが比較され、ｉ_1q ^* ＝ｉ
_1q、及びｉ_1d ^* ＝ｉ_1dに制御されるように、ＰＷＭ制御
インバータ２を制御する同期回転座標軸（ｄ−ｑ軸）上
の１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ）が上記
（４）式により演算される。

【００２５】デジタル電流制御器３の出力である１次電
圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* ）は、座標変換器９に
より固定子座標（ａ−ｂ軸）上の１次電圧指令値ｖ₁ ^*
（ｖ _1a ^* ，ｖ_1b ^* ）に変換された後、２相−３相相数変
換器１５により相数変換されて、ＰＷＭ制御インバータ
２の三相各相の１次電圧制御指令電圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ _w
に変換され、該ＰＷＭ制御インバータ２の出力電圧を制
御する結果、誘導電動機１は所望のトルク軸電流指令値
ｉ_1q ^* に応じてトルク制御される。

【００２６】誘導電動機１の実際の電動機速度（ω_r ）
としては、次のようにして推定された電動機速度推定値
ω_r ^# を用いる。即ち誘導電動機１の固定子座標（ａ−
ｂ軸）上の１次電流検出値ｉ₁ （ｉ_1a，ｉ_1b）、１次電
圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ _1b ^* ）及び電動機速度推定
値（ω_r ^# ）を入力とする同一次元磁束オブザーバ４
と、該同一次元磁束オブザーバ４により推定された１次
電流推定値ｉ₁ ^# （ｉ_1a ^# ，ｉ_1b ^# ）と２次磁束推定値
λ₂ ^# （λ_2a ^# ，λ_2b ^# ）及び１次電流検出値ｉ ₁ （ｉ
_1a，ｉ_1b）に基づく上記（７）式により演算する速度適
応機構７と、からなる速度適応２次磁束オブザーバを使
用して、その電動機速度推定値ω_r ^# を推定する。

【００２７】そして、実際の電動機速度（ω_r ）を推定
する過程における電動機速度推定値（ω_r ^# ）の「遅
れ」によって生じる電源角周波数ω₀ （ω₀ ＝ω_r ^# ＋
ω_s ^*）のずれを修正するために、同一次元磁束オブザ
ーバ４により推定した固定子座標（ａ−ｂ軸）上の２次
磁束推定値λ₂ ^# （λ_2a ^# ，λ_2b ^# ）を座標変換器１０
で同期回転座標軸（ｄ−ｑ軸）上の２次磁束λ₂ ^# （λ
_2d ^# ，λ_2q ^# ）に座標変換し、該２次磁束推定値λ₂ ^#
の２次トルク軸磁束推定値（λ_2q ^# ）をすべり角周波数
修正用積分器１６にて積分しすべり角周波数修正値ω_sc
（ω_sc＝Ｋω_s ∫λ_2q ^# ・dt）を求め、加算器１７にて
すべり角周波数指令値ω_s ^* に加算する。

【００２８】すべり角周波数修正値ω_scをすべり角周波
数指令値ω_s ^* に加算することは、電動機速度推定値
（ω_r ^# ）のずれを、前記すべり角周波数修正値ω_scに
よって修正することにより、上記（２）式により決定さ
れる電源角周波数（ω₀ ）のずれによる基本位相角（θ
₀ ）のずれを防止し、座標変換軸のずれを防止して、精
度のよい非干渉化制御のベクトル制御が成立することと
なる。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】ところで図３及び図４
に示す先に提案した技術では、次に述べるような課題が
残されていた。

【００３０】図３及び図４に示すベクトル制御装置で
は、誘導電動機１のモータ電圧を検出することが困難で
あるため、１次電圧指令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ）が
実際のモータ電圧値に一致していると仮定している。か
かる仮定を基に、同一次元オブザーバ４は、１次電圧指
令値ｖ₁ ^* （ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* ），１次電流検出値ｉ
₁ （ｉ_1a，ｉ_1b），電動機速度推定値ω_r ^# を入力値と
して、１次電流推定値ｉ₁ ^#（ｉ_1a ^# ，ｉ_1b ^# ），２次
磁束推定値λ₂ ^# （λ_2a ^# ，λ_2b ^# ）を推定演算してい
る。

【００３１】しかし１次電圧指令値ｖ₁ ^* と実際のモー
タ電圧値との間には誤差があり（誤差発生原因は次に述
べる）、特に出力電圧の低い低速度領域ほど誤差が大き
くなる。この電圧誤差に起因して推定演算した２次磁束
推定値λ₂ ^# と実際の２次磁束との間に誤差が生じる。
このため速度適応機構７での推定演算に誤差が生じ、こ
の結果、電動機速度推定値ω_r ^# に誤差が生じて速度制
御が不安定になる。

【００３２】ここで上述した電圧誤差の２つの要因を説
明する。

【００３３】＜第１の電圧誤差要因＞ＰＷＭ制御インバ
ータ２のインバータ部に使用される主スイッチング素子
にはスイッチング遅れがあり、この遅れ時間による上下
アームの短絡を防止するために、短絡防止期間（デッド
タイム）を設けている。このデッドタイムがあるため、
実際のモータ電圧値と１次電圧指令値ｖ₁ ^* とが異なっ
てしまう。そこで現在では、この電圧誤差を少なくする
ため、ＰＷＭ制御インバータ２の出力電圧を、上記デッ
ドタイムに合わせて遅らせるデッドタイム補償回路を設
けているが、完全な補償はできず、電圧誤差が残存して
いた。

【００３４】＜第２の電圧誤差要因＞ＰＷＭ制御インバ
ータ２のＰＷＭ変調指令部では、１次電圧制御指令電圧
ｖ_u，ｖ_v ，ｖ_w と、搬送波信号（例えば三角波）とを
比較し、その大小によりＰＷＭ変調指令（ベース電流）
を発生している。このＰＷＭ変調指令のハイ・ローに応
じてインバータ部の主スイッチング素子がオン・オフし
て等価正弦波出力電圧を作り出している。上記ＰＷＭ変
調指令部がデジタルで構成されている場合には、指令電
圧ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w と搬送波信号とをデジタル比較して
ＰＷＭ変調指令を作るため、搬送波分解能や電圧演算値
の分解能に起因して、実際のモータ電圧値と１次電圧指
令値ｖ₁ ^* との間に誤差が生じてしまう。

【００３５】本発明は、上記従来技術に鑑み、低速運転
領域でも安定した速度制御のできる誘導電動機の速度セ
ンサレスベクトル制御装置を提供することを目的とす
る。

【００３６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決する第１
の本発明の構成は、１次電流指令値（ｉ₁ ^* ）と１次電
流検出値（ｉ₁ ）と電源角周波数（ω₀ ）を入力し、誘
導電動機の電流非干渉化制御を行ない１次電圧指令値
（ｖ₁ ^* ）を出力する電流制御器（３）と、前記電流制
御器（３）の出力である１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）を基
に誘導電動機を速度制御する電力変換器（２）と、１次
電流検出値（ｉ₁ ）と１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）と電動
機速度推定値（ω _r ^# ）をそれぞれ入力し、１次電流推
定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# を推定する同一次元
磁束オブザーバ（４）と、前記同一次元磁束オブザーバ
（４）の出力である１次電流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推
定値λ₂ ^# と、１次電流検出値（ｉ₁ ）をそれぞれ入力
し、電動機速度推定値（ω_r ^# ）を推定演算して出力す
る速度適応機構（７）と、１次電流指令値（ｉ₁ ^* ）の
励磁軸成分とトルク軸成分を基に該電動機のすべり角周
波数指令値（ω_s ^* ）を演算し出力するすべり算出器
（５）と、前記すべり算出器（５）の出力であるすべり
角周波数指令値（ω_s ^* ）に電動機速度推定値
（ω_r ^# ）を加算して前記電流制御器（３）の制御入力
である電源角周波数（ω₀ ）を出力する加算器（１７）
と、を具備する誘導電動機の速度センサレスベクトル制
御装置において、前記同一次元オブザーバ（４）の出力
である固定子座標上の２次励磁軸磁束推定値（λ_2a ^# ）
を同期回転座標上の２次励磁軸磁束推定値（λ_2d ^# ）に
座標変換する座標変換器（１０）と、前記誘導電動機
（１）の実際の２次励磁軸磁束値にほぼ等しくなるよう
演算された２次励磁軸基準値（λ_0d）が各回転速度ごと
に設定されており、電動機速度推定値ω_r ^# に応じて前
記２次励磁軸磁束基準値（λ_0d）を出力する関数発生器
（２１）と、前記座標変換器（１０）から出力される２
次励磁軸磁束推定値（λ_2d ^# ）と、前記関数発生器（２
１）から出力される２次励磁軸磁束基準値（λ_0d）との
偏差である２次磁束偏差値（Δλ）を求め、この２次磁
束偏差値（Δλ）に係数（Ｋ _p ）を乗算して乗算値（Ｋ
_p ・Δλ）を求め、更に前記速度適応機構（７）から出
力される電動機速度推定値（ω_r ^# ）から乗算値（Ｋ_p
・Δλ）を減算することにより修正電動機速度推定値
（ω_r ^# ')を求め、この修正電動機速度推定値
（ω_r ^# ')を同一次元オブザーバ（４）及び加算器（１
７）へ送る修正演算部と、を備えたことを特徴とする。

【００３７】また第２の本発明の構成は、前記修正演算
部では、誘導電動機（１）が始動した時点から電動機２
次磁束が確立する遅延時間が経過した以降において、電
動機速度推定値（ω_r ^# ）から乗算値（Ｋ_p ・Δλ）を
減算して修正電動機速度推定値（ω_r ^# ')を出力する動
作を開始することを特徴とする。

【００３８】

【作用】速度センサレスベクトル制御装置では、低速運
転領域になると、１次電圧指令値ｖ₁ ^* と実際のモータ
電圧値との間には誤差が生じ、推定演算した２次磁束推
定値λ₂ ^# と実際の２次磁束との間に誤差が発生する。
本発明では、２次磁束推定値λ₂ ^# と実際の２次磁束と
の差に応じて、電動機速度推定値ω_r ^# を補正すること
により、電動機速度推定値ω_r ^# を実際の電動機速度に
合わせる。

【００３９】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。なお従来技術と同一部分には同一符号を付し
重複する説明は省略する。

【００４０】図１は本発明の実施例を示す。本実施例
は、図４に示す従来装置からすべり角周波数修正用積分
器１６を取り外し、新たに関数発生器２１，乗算器２２
及び減算器２３，２４を加えた構成となっている。

【００４１】図１に示すように座標変換器１０は、同一
次元磁束オブザーバ４で推定演算した固定座標上の２次
磁束推定値λ_2a ^# ，λ_2b ^# を、回転座標上の２次磁束推
定値λ_2d ^# ，λ_2q ^# に座標変換する。このうち、２次励
磁軸磁束推定値λ_2d ^# が減算器２３に入力される。

【００４２】一方、関数発生器２１は、図２に示すよう
に、電動機速度推定値ω_r ^# に応じて、予め定めた振幅
値の２次励磁軸磁束基準値λ_0d（回転座標上の値）を出
力する。この２次励磁軸磁束基準値λ_0dは誘導電動機１
のモータ定数、励磁電流及び励磁インダクタンスを基に
演算したものであり、各回転速度において２次励磁軸磁
束基準値λ_0dが、誘導電動機１の実際の２次励磁軸磁束
値（回転座標上の値）とほぼ同じになるようにしてい
る。よって２次励磁軸磁束基準値λ_0dは、誘導電動機１
の回転速度が０からＮ₁ の間では一定であるが、Ｎ₁ を
越えると回転速度が増すにつれて漸減していく。なお、
関数発生器２１には、モータ回転速度に応じた基準値λ
_0dを用意するだけですむため、この関数は容易に算出で
きる。

【００４３】減算器２３では、座標変換器１０から送ら
れてくる２次励磁軸磁束推定値λ_2d ^# と、関数発生器２
１から送られてくる２次励磁軸磁束基準値λ_0dとの差分
演算をして２次磁束偏差値Δλを求める。この２次磁束
偏差値Δλは、２次励磁軸磁束推定値λ_2d ^# と実際の２
次励磁軸磁束値との差に対応している。一般的には２次
励磁軸磁束推定値λ_2d ^# の方が実際の２次励磁軸磁束値
よりも大きい傾向にある。

【００４４】乗算器２２は２次磁束偏差値Δλに比例係
数Ｋ_p （１以下の数）を乗算し、乗算値Ｋ_p ・Δλを出
力する。比例係数Ｋ_p を乗算することにより、乗算値Ｋ
_p ・Δλは、２次磁束偏差値Δλに対応した電動機速度
を示す値となる。

【００４５】減算器２４では、速度適応機構７で推定演
算した電動機速度推定値ω_r ^# から乗算値Ｋ_p ・Δλを
減算して修正電動機速度推定値ω_r ^# ’を出力する。こ
の修正電動機速度推定値ω_r ^# ’は、２次励磁軸磁束推
定値λ_2d ^# と実際の２次励磁軸磁束との偏差に起因する
速度誤差を補正した値となっている。このように速度誤
差を補正した修正電動機速度推定値ω_r ^# ’を、同一次
元磁束オブザーバ４及び加算器１７へ入力するようにし
ている。このため同一次元磁束オブザーバ４で推定演算
した２次磁束推定値λ₂ ^# が実際のモータ２次磁束と等
しくなり、低速運転領域でも推定演算した修正電動機速
度推定値ω_r ^# ’と実際の電動機速度とがほぼ等しくな
り、精度のよい速度制御ができる。

【００４６】なお減算器２４は、誘導電動機１を始動し
た時点から、モータ２次磁束が確立する遅延時間が経過
した以降から、上述した減算演算を開始する。これは、
モータ始動時における推定速度の修正演算は、モータ２
次磁束が確立するまでの状態の把握が困難なため、正し
い修正演算が得られない場合があることを考慮したから
である。

【００４７】

【発明の効果】以上実施例と共に具体的に説明したよう
に第１の本発明では、関数発生器から出力する２次励磁
軸磁束基準値λ_0dと推定演算した２次励磁軸磁束推定値
λ_2d ^#との大きさを比較し、その誤差値を、推定演算し
た電動機速度推定値ω_r ^# の誤差に対応した値とみなし
て、電動機速度推定値ω_r ^# を修正演算して修正電動機
速度推定値ω_r ^# ’を出力する。そしてこの修正電動機
速度推定値ω_r ^# ’を同一次元磁束オブザーバ４へ入力
するため、低速度運転領域であっても、速度推定能力が
向上する。

【００４８】また第２の本発明では、モータ２次磁束が
確立した後に電動機速度の修正演算を行うため、始動時
における不要な修正演算を行なわなくてもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示す構成図。

【図２】関数発生器の出力特性を示す特性図。

【図３】従来技術を示す構成図。

【図４】従来技術を示す構成図。

【符号の説明】

１ 誘導電動機 ２ ＰＷＭ制御インバータ ３ デジタル電流制御器 ４ 同一次元磁束オブザーバ ５ すべり算出器 ６ 速度制御器 ７ 速度適応機構 ８ 座標変換器 ９ 座標変換器 １０ 座標変換器 １１ 基本位相角算出用積分器 １６ すべり角周波数修正用積分器 １７ 加算器 ２１ 関数発生器 ２２ 乗算器 ２３，２４ 減算器 ω_s すべり角周波数 ω_s ^* すべり角周波数指令値 ω_sc すべり角周波数修正値 ω₀ 電源角周波数 ω_r 電動機速度 ω_r ^* 電動機速度指令値 ω_r ^# 電動機速度推定値 ω_r ^# ’ 修正電動機速度推定値 ｖ₁ １次電圧 ｖ_1d １次励磁軸電圧 ｖ_1q １次トルク軸電圧 ｖ₁ ^* １次電圧指令値 ｖ_1d ^* ，ｖ_1q ^* １次励磁軸電圧指令値 ｖ_1a ^* ，ｖ_1b ^* １次トルク軸電圧指令値 ｉ_u ，ｉ_v ，ｉ_w １次電流 ｉ₁ １次電流検出値 ｉ_1d，ｉ_1a １次励磁軸電流検出値 ｉ_1q，ｉ_1b １次トルク軸電流検出値 ｉ₁ ^* １次電流指令値 ｉ_1d ^* １次励磁軸電流指令値 ｉ_1q ^* １次トルク軸電流指令値 ｉ₁ ^# １次電流推定値 ｉ_1a ^# １次励磁軸電流推定値 ｉ_1b ^# １次トルク軸電流推定値 λ₂ ２次磁束 λ_2d，λ_2a ２次励磁軸磁束 λ_2q，λ_2b ２次トルク軸磁束 λ₂ ^# ２次磁束推定値 λ_2d ^# ，λ_2a ^# ２次励磁軸磁束推定値 λ_2q ^# ，λ_2b ^# ２次トルク軸磁束推定値 λ_0d ２次励磁軸磁束基準値 Δλ ２次磁束偏差値 ｖ_u ，ｖ_v ，ｖ_w １次電圧制御指令電圧 θ₀ 基本位相角

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次電流指令値（ｉ₁ ^* ）と１次電流検
   出値（ｉ₁ ）と電源角周波数（ω₀ ）を入力し、誘導電
   動機の電流非干渉化制御を行ない１次電圧指令値（ｖ₁
   ^* ）を出力する電流制御器（３）と、 前記電流制御器（３）の出力である１次電圧指令値（ｖ
   ₁ ^* ）を基に誘導電動機を速度制御する電力変換器
   （２）と、 １次電流検出値（ｉ₁ ）と１次電圧指令値（ｖ₁ ^* ）と
   電動機速度推定値（ω _r ^# ）をそれぞれ入力し、１次電
   流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# を推定する同一
   次元磁束オブザーバ（４）と、 前記同一次元磁束オブザーバ（４）の出力である１次電
   流推定値ｉ₁ ^# と２次磁束推定値λ₂ ^# と、１次電流検
   出値（ｉ₁ ）をそれぞれ入力し、電動機速度推定値（ω
   _r ^# ）を推定演算して出力する速度適応機構（７）と、 １次電流指令値（ｉ₁ ^* ）の励磁軸成分とトルク軸成分
   を基に該電動機のすべり角周波数指令値（ω_s ^* ）を演
   算し出力するすべり算出器（５）と、 前記すべり算出器（５）の出力であるすべり角周波数指
   令値（ω_s ^* ）に電動機速度推定値（ω_r ^# ）を加算し
   て前記電流制御器（３）の制御入力である電源角周波数
   （ω₀ ）を出力する加算器（１７）と、 を具備する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装
   置において、 前記同一次元オブザーバ（４）の出力である固定子座標
   上の２次励磁軸磁束推定値（λ_2a ^# ）を同期回転座標上
   の２次励磁軸磁束推定値（λ_2d ^# ）に座標変換する座標
   変換器（１０）と、 前記誘導電動機（１）の実際の２次励磁軸磁束値にほぼ
   等しくなるよう演算された２次励磁軸基準値（λ_0d）が
   各回転速度ごとに設定されており、電動機速度推定値ω
   _r ^# に応じて前記２次励磁軸磁束基準値（λ_0d）を出力
   する関数発生器（２１）と、 前記座標変換器（１０）から出力される２次励磁軸磁束
   推定値（λ_2d ^# ）と、前記関数発生器（２１）から出力
   される２次励磁軸磁束基準値（λ_0d）との偏差である２
   次磁束偏差値（Δλ）を求め、この２次磁束偏差値（Δ
   λ）に係数（Ｋ _p ）を乗算して乗算値（Ｋ_p ・Δλ）を
   求め、更に前記速度適応機構（７）から出力される電動
   機速度推定値（ω_r ^# ）から乗算値（Ｋ_p ・Δλ）を減
   算することにより修正電動機速度推定値（ω_r ^# ')を求
   め、この修正電動機速度推定値（ω_r ^# ')を同一次元オ
   ブザーバ（４）及び加算器（１７）へ送る修正演算部
   と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機の速度センサレス
   ベクトル制御装置。
2. 【請求項２】 前記修正演算部では、誘導電動機（１）
   が始動した時点から電動機２次磁束が確立する遅延時間
   が経過した以降において、電動機速度推定値（ω_r ^# ）
   から乗算値（Ｋ_p ・Δλ）を減算して修正電動機速度推
   定値（ω_r ^#')を出力する動作を開始することを特徴と
   する請求項１の誘導電動機の速度センサレスベクトル制
   御装置。