JPH07123798A - 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 - Google Patents
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式Info
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- JPH07123798A JPH07123798A JP5265976A JP26597693A JPH07123798A JP H07123798 A JPH07123798 A JP H07123798A JP 5265976 A JP5265976 A JP 5265976A JP 26597693 A JP26597693 A JP 26597693A JP H07123798 A JPH07123798 A JP H07123798A
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 12
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方
式において、誘導電動機の実速度値を推定する過程にお
ける「遅れ」によるベクトル制御への障害を防止する。 【構成】 同一次元磁束オブザーバと速度適応機構から
なる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機の実
速度値を推定し、該実速度推定値と速度指令値との比較
誤差信号によって電流制御部を制御してベクトル制御を
行なう誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式で
あって、前記同一次元磁束オブザーバによる電動機２次
磁束推定値を積分して電動機のすべり角周波数修正値を
得て、前記電流制御部を制御するすべり角周波数指令値
を修正する。
式において、誘導電動機の実速度値を推定する過程にお
ける「遅れ」によるベクトル制御への障害を防止する。 【構成】 同一次元磁束オブザーバと速度適応機構から
なる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導電動機の実
速度値を推定し、該実速度推定値と速度指令値との比較
誤差信号によって電流制御部を制御してベクトル制御を
行なう誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式で
あって、前記同一次元磁束オブザーバによる電動機２次
磁束推定値を積分して電動機のすべり角周波数修正値を
得て、前記電流制御部を制御するすべり角周波数指令値
を修正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御方式に係り、特に、速度センサを使用しない誘導電
動機のベクトル制御方式に関するものである。
制御方式に係り、特に、速度センサを使用しない誘導電
動機のベクトル制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
てベクトル制御方式が普及し、これを速度センサ無しで
制御する速度センサレスベクトル制御方式が知られてい
る。
てベクトル制御方式が普及し、これを速度センサ無しで
制御する速度センサレスベクトル制御方式が知られてい
る。
【０００３】図２は、速度適応２次磁束オブザーバを使
用して誘導電動機の実速度を推定する従来の誘導電動機
の速度センサレスベクトル制御方式の制御システムを示
すものである。
用して誘導電動機の実速度を推定する従来の誘導電動機
の速度センサレスベクトル制御方式の制御システムを示
すものである。
【０００４】まず、図２を用いて、誘導電動機１の実速
度（回転角周波数ωr）の推定について説明をする。
度（回転角周波数ωr）の推定について説明をする。
【０００５】誘導電動機１の電圧方程式は、電源角周波
数（ω0）で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するａ−ｂ軸で表わすと、次式（１）で与えられる。
数（ω0）で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するａ−ｂ軸で表わすと、次式（１）で与えられる。
【０００６】
【数１】
【０００７】但し、 ｖ1a，ｖ1b ‥ 同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁軸
電圧，１次トルク軸電圧(V) ｉ1a，ｉ1b ‥ 同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁軸
電流，１次トルク軸電流(A) λ2a，λ2b ‥ 同期回転座標（a-b軸）上の２次励磁軸
磁束，２次トルク軸磁束(Wb) ω0 ‥‥‥‥ 電源角周波数(rad/sec) ωr ‥‥‥‥ 電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ωs ‥‥‥‥ すべり角周波数(rad/sec) Ｒ1，Ｒ2 ‥‥ １次、２次抵抗(Ω) Ｌ1，Ｌ2 ‥‥ １次、２次インダクタンス(H) Ｍ ‥‥‥‥ 相互（励磁）インダクタンス(H) Ｌσ ‥‥‥‥ 等価漏れインダクタンス(H)（Ｌσ＝(Ｌ
1Ｌ2−Ｍ2)／Ｌ2） ｓ ‥‥‥‥ 時間微分子（d/dt） そして、電源角周波数(ω0)、電動機速度(ωr)、すべり
角周波数(ωs*)の関係、及びすべり角周波数(ωs*)の算
出は次式（２）で表わされる。 ω0＝ωr＋ω3* ωs* ＝ｉ1ｂ* ／ｉ1ａ・τ2 ・・・・・・・・・・・・・（２） 但し、 τ2 ‥‥‥‥‥‥‥２次時定数（τ2 ＝Ｌ2／Ｒ2） 添字(＊)‥‥‥‥‥指令値あるいは設定値を表わす。
いま、 ｉ1a* ＝ 一定 ‥‥・‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥・‥‥‥（３） とし、上記（１）式において、（２）,（３）式の条件
のもとに同期回転座標系(a-b軸)の１次電圧指令値（ｖ1
a*，ｖ2b*）をデジタル電流制御器３の構成式である下
記（４）式で与えると、
電圧，１次トルク軸電圧(V) ｉ1a，ｉ1b ‥ 同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁軸
電流，１次トルク軸電流(A) λ2a，λ2b ‥ 同期回転座標（a-b軸）上の２次励磁軸
磁束，２次トルク軸磁束(Wb) ω0 ‥‥‥‥ 電源角周波数(rad/sec) ωr ‥‥‥‥ 電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ωs ‥‥‥‥ すべり角周波数(rad/sec) Ｒ1，Ｒ2 ‥‥ １次、２次抵抗(Ω) Ｌ1，Ｌ2 ‥‥ １次、２次インダクタンス(H) Ｍ ‥‥‥‥ 相互（励磁）インダクタンス(H) Ｌσ ‥‥‥‥ 等価漏れインダクタンス(H)（Ｌσ＝(Ｌ
1Ｌ2−Ｍ2)／Ｌ2） ｓ ‥‥‥‥ 時間微分子（d/dt） そして、電源角周波数(ω0)、電動機速度(ωr)、すべり
角周波数(ωs*)の関係、及びすべり角周波数(ωs*)の算
出は次式（２）で表わされる。 ω0＝ωr＋ω3* ωs* ＝ｉ1ｂ* ／ｉ1ａ・τ2 ・・・・・・・・・・・・・（２） 但し、 τ2 ‥‥‥‥‥‥‥２次時定数（τ2 ＝Ｌ2／Ｒ2） 添字(＊)‥‥‥‥‥指令値あるいは設定値を表わす。
いま、 ｉ1a* ＝ 一定 ‥‥・‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥・‥‥‥（３） とし、上記（１）式において、（２）,（３）式の条件
のもとに同期回転座標系(a-b軸)の１次電圧指令値（ｖ1
a*，ｖ2b*）をデジタル電流制御器３の構成式である下
記（４）式で与えると、
【０００８】
【数２】
【０００９】同期回転座標（a-b軸）上の１次電流ｉ1は
その指令値ｉ1*（ｉ1a*，ｉ1b*）どおりの電流が流れ、
同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）
は、 λ2a ＝ Ｍｉ1a（一定）， λ2b ＝ ０ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（５） に保たれる。
その指令値ｉ1*（ｉ1a*，ｉ1b*）どおりの電流が流れ、
同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）
は、 λ2a ＝ Ｍｉ1a（一定）， λ2b ＝ ０ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（５） に保たれる。
【００１０】これにより、誘導電動機１のトルク（Ｔ）
は、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ2・（λ2a・ｉ1b−λ2b・ｉ1a）＝Ｍ2／Ｌ2・（ｉ1a・ｉ1b）‥（６） となり、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ
2a，λ2b）と２次電流ｉ2（ｉ2a，ｉ2b）には無関係な
非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
は、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ2・（λ2a・ｉ1b−λ2b・ｉ1a）＝Ｍ2／Ｌ2・（ｉ1a・ｉ1b）‥（６） となり、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ
2a，λ2b）と２次電流ｉ2（ｉ2a，ｉ2b）には無関係な
非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
【００１１】ところで、上記（２）式から明らかなよう
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数ωs*
が設定されていても電動機速度ωrが未知であるから、
電源角周波数ω0を決定することができないが、該電源
角周波数ω0で回転する同期回転座標（a-b軸）上の２次
磁束λ2（λ2a，λ2b）が上記（５）式を満足するよう
に、該電源角周波数ω0を制御することにより、同様
に、非干渉化制御のベクトル制御を実現することができ
る。すなわち、同一次元磁束オブザーバ４と速度適応機
構７からなる速度適応２次磁束オブザーバを用いて、上
記(５)式を満足するような同期回転座標（a-b軸）上の
２次磁束λ2（λ2a，λ2b）を推定し、その２次磁束推
定値λ2#（λ2a#，λ2b#）に基づき電動機実速度ωrを
推定（ωr#）することにより、上記（２）式（ω0 ＝
ωr# ＋ ωs*）から電源角周波数ω0を求め、該電源角
周波数ω0によりデジタル電流制御器３を制御すること
によって非干渉化制御のベクトル制御を実現することが
できる。
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数ωs*
が設定されていても電動機速度ωrが未知であるから、
電源角周波数ω0を決定することができないが、該電源
角周波数ω0で回転する同期回転座標（a-b軸）上の２次
磁束λ2（λ2a，λ2b）が上記（５）式を満足するよう
に、該電源角周波数ω0を制御することにより、同様
に、非干渉化制御のベクトル制御を実現することができ
る。すなわち、同一次元磁束オブザーバ４と速度適応機
構７からなる速度適応２次磁束オブザーバを用いて、上
記(５)式を満足するような同期回転座標（a-b軸）上の
２次磁束λ2（λ2a，λ2b）を推定し、その２次磁束推
定値λ2#（λ2a#，λ2b#）に基づき電動機実速度ωrを
推定（ωr#）することにより、上記（２）式（ω0 ＝
ωr# ＋ ωs*）から電源角周波数ω0を求め、該電源角
周波数ω0によりデジタル電流制御器３を制御すること
によって非干渉化制御のベクトル制御を実現することが
できる。
【００１２】図２に示すベクトル制御システムにおける
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式に
おいては、誘導電動機１の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機１の１次電流（相電
流）ｉu,ｉv,ｉw を検出し３相−２相相数変換器１４に
て相数変換した固定子座標（d-q軸）上の１次電流検出
値ｉ1（ｉ1d,ｉ1q）とし、該１次電流検出値ｉ1とＰＷ
Ｍ制御インバータ２への固定子座標（d-q軸）上の電動
機１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*,ｖ1q*）、及び電動機実
速度推定値ωr#を入力とする同一次元磁束オブザーバ４
により固定子座標（d-q軸）上の電動機２次磁束λ2（λ
2d，λ2q）と電動機１次電流ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）とを推
定し、速度適応機構７にて該１次電流推定値ｉ1#（ｉ1d
#，ｉ1q#）と１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）とを比
較した推定誤差信号（ｉ1−ｉ1#）に基づき次式（７）
で表わされる適応調整則により電動機実速度（ωr#）を
演算推定して誘導電動機１の速度検出としている。
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式に
おいては、誘導電動機１の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機１の１次電流（相電
流）ｉu,ｉv,ｉw を検出し３相−２相相数変換器１４に
て相数変換した固定子座標（d-q軸）上の１次電流検出
値ｉ1（ｉ1d,ｉ1q）とし、該１次電流検出値ｉ1とＰＷ
Ｍ制御インバータ２への固定子座標（d-q軸）上の電動
機１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*,ｖ1q*）、及び電動機実
速度推定値ωr#を入力とする同一次元磁束オブザーバ４
により固定子座標（d-q軸）上の電動機２次磁束λ2（λ
2d，λ2q）と電動機１次電流ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）とを推
定し、速度適応機構７にて該１次電流推定値ｉ1#（ｉ1d
#，ｉ1q#）と１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）とを比
較した推定誤差信号（ｉ1−ｉ1#）に基づき次式（７）
で表わされる適応調整則により電動機実速度（ωr#）を
演算推定して誘導電動機１の速度検出としている。
【００１３】 ωr#＝Ｋp（ｅiｄλ2ｑ#−ｅiｑλ2ｄ#） ＋Ｋi∫（ｅiｄλ2ｑ#−ｅiｑλ2ｄ#）dt ‥‥‥（７） 但し、 ｅiｄ＝ｉ1ｄ−ｉ1ｄ# ：推定誤差 ｅiｑ＝ｉ1ｑ−ｉ1ｑ# ：推定誤差 Ｋp ：速度推定部比例ゲイン Ｋi ：速度推定部積分ゲイン なお、同一次元２次磁束オブザーバ４と速度適応機構７
とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機１の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
Ｄ，１１１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松
瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）に掲載され
ている。
とからなる速度適応２次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機１の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
Ｄ，１１１巻１１号，平成３年」（久保田、尾崎、松
瀬、中野：「適応２次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」）に掲載され
ている。
【００１４】以下、上記速度適応２次磁束オブザーバを
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。
【００１５】図２（制御システム構成）における動作を
説明すると、いま、電動機速度指令（ωr*）を速度制御
部（ＡＳＲ）に与えると、前記速度指令値（ωr*）と電
動機実速度推定値（ωr#）とが比較され、その比較誤差
信号が速度制御器６により比例積分（ＰＩ）制御され
て、誘導電動機１の同期回転座標(a-b軸)上の１次電流
指令値ｉ1*のトルク軸成分である１次トルク軸電流指令
値（ｉ1b*）に変換される。次に、電流制御部（ＡＣ
Ｒ）におけるデジタル電流制御器３において、ＰＷＭ制
御インバータ２を制御する誘導電動機１の同期回転座標
(a-b軸)上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）が、
前記１次電流指令値ｉ1*（ｉ1a*，ｉ1b*）と１次電流検
出値ｉ1（ｉ1a，ｉ1b）が等しく（ｉ1a*＝ｉ1a，ｉ1b*
＝ｉ1b）なるように、非干渉化制御を可能とする条件式
である上記（４）式により演算される。
説明すると、いま、電動機速度指令（ωr*）を速度制御
部（ＡＳＲ）に与えると、前記速度指令値（ωr*）と電
動機実速度推定値（ωr#）とが比較され、その比較誤差
信号が速度制御器６により比例積分（ＰＩ）制御され
て、誘導電動機１の同期回転座標(a-b軸)上の１次電流
指令値ｉ1*のトルク軸成分である１次トルク軸電流指令
値（ｉ1b*）に変換される。次に、電流制御部（ＡＣ
Ｒ）におけるデジタル電流制御器３において、ＰＷＭ制
御インバータ２を制御する誘導電動機１の同期回転座標
(a-b軸)上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）が、
前記１次電流指令値ｉ1*（ｉ1a*，ｉ1b*）と１次電流検
出値ｉ1（ｉ1a，ｉ1b）が等しく（ｉ1a*＝ｉ1a，ｉ1b*
＝ｉ1b）なるように、非干渉化制御を可能とする条件式
である上記（４）式により演算される。
【００１６】同期回転座標(a-b軸)上の１次電圧指令値
ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）は、座標変換器９により固定子座
標（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）
に変換された後、２相−３相相数変換器１５により相数
変換されてＰＷＭ制御インバ−タ２の三相各相の出力電
圧制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換され該ＰＷＭ制御
インバ−タ２の三相各相の出力電圧を制御する。その結
果、誘導電動機１は所望の速度指令値（ωr*）に応じて
速度制御される。 また、電源角周波数ω0で回転する
同期回転座標（a-b軸）と誘導電動機１の固定子に固定
された固定子座標（d-q軸）との間の変換を行なう座標
変換器８，９に使用される単位ベクトル（Ｓinθ0，Ｃo
sθ0）を作り出すための基本位相角θ0（θ0＝ω0ｔ）
は、すべり算出器５により上記（２）式に示すように、
同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁軸電流指令値ｉ1a*
、１次トルク軸電流指令値ｉ1b* 、及び誘導電動機１
の２次時定数τ2（＝Ｌ2／Ｒ2）によって求められるす
べり角周波数指令値（ωs*）と、速度適応２次磁束オブ
ザーバ（４,７）により推定される電動機実速度推定値
（ωr#）とから得られる電源角周波数（ω0）を基本位
相角算出用積分器１１で積分することによって求めるこ
とができる。
ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）は、座標変換器９により固定子座
標（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）
に変換された後、２相−３相相数変換器１５により相数
変換されてＰＷＭ制御インバ−タ２の三相各相の出力電
圧制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換され該ＰＷＭ制御
インバ−タ２の三相各相の出力電圧を制御する。その結
果、誘導電動機１は所望の速度指令値（ωr*）に応じて
速度制御される。 また、電源角周波数ω0で回転する
同期回転座標（a-b軸）と誘導電動機１の固定子に固定
された固定子座標（d-q軸）との間の変換を行なう座標
変換器８，９に使用される単位ベクトル（Ｓinθ0，Ｃo
sθ0）を作り出すための基本位相角θ0（θ0＝ω0ｔ）
は、すべり算出器５により上記（２）式に示すように、
同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁軸電流指令値ｉ1a*
、１次トルク軸電流指令値ｉ1b* 、及び誘導電動機１
の２次時定数τ2（＝Ｌ2／Ｒ2）によって求められるす
べり角周波数指令値（ωs*）と、速度適応２次磁束オブ
ザーバ（４,７）により推定される電動機実速度推定値
（ωr#）とから得られる電源角周波数（ω0）を基本位
相角算出用積分器１１で積分することによって求めるこ
とができる。
【００１７】なお、遅れ補償要素１２は、デジタル電流
制御器３内の制御遅れに合わせるため、すべり角周波数
指令値（ωs*）の立上り、立下りを緩やかにするための
ものである。
制御器３内の制御遅れに合わせるため、すべり角周波数
指令値（ωs*）の立上り、立下りを緩やかにするための
ものである。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
速度センサレスベクトル制御方式は、電動機実速度値
（ωr）を推定する演算過程において遅れがあるため、
実速度推定値（ωr#）とすべり角周波数推定値（ωs*）
との加算により得られる電源角周波数ω0（ω0＝ωr#＋
ωs*）が真値からずれてしまい、その結果、デジタル電
流制御器３における電源角周波数ω0に基づいて演算さ
れる非干渉化制御を行なうための電動機１次電圧指令値
ｖ1*のずれ、及び座標変換器８，９における座標変換の
ために用いる基本位相角θ0もずれ、結局、座標変換軸
がずれて非干渉化制御のベクトル制御が成り立たなくな
ってしまう虞がある。
速度センサレスベクトル制御方式は、電動機実速度値
（ωr）を推定する演算過程において遅れがあるため、
実速度推定値（ωr#）とすべり角周波数推定値（ωs*）
との加算により得られる電源角周波数ω0（ω0＝ωr#＋
ωs*）が真値からずれてしまい、その結果、デジタル電
流制御器３における電源角周波数ω0に基づいて演算さ
れる非干渉化制御を行なうための電動機１次電圧指令値
ｖ1*のずれ、及び座標変換器８，９における座標変換の
ために用いる基本位相角θ0もずれ、結局、座標変換軸
がずれて非干渉化制御のベクトル制御が成り立たなくな
ってしまう虞がある。
【００１９】このことは、とりもなおさず誘導電動機１
の速度制御において、トルク指令値どおりのトルクが得
られないという重大な問題を起こすことになる。
の速度制御において、トルク指令値どおりのトルクが得
られないという重大な問題を起こすことになる。
【００２０】本発明は、上記の点に鑑みなされたもの
で、誘導電動機実速度の推定過程における「遅れ」とな
るベクトル制御座標軸のずれを防止することにより、完
全なベクトル制御を行なうことができる速度センサレス
ベクトル制御方式を得ることを目的とするものである。
で、誘導電動機実速度の推定過程における「遅れ」とな
るベクトル制御座標軸のずれを防止することにより、完
全なベクトル制御を行なうことができる速度センサレス
ベクトル制御方式を得ることを目的とするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】速度指令値と実速度推定
値とを比較した比較誤差信号の基づき制御されるデジタ
ル電流制御器によって、誘導電動機を非干渉化制御のベ
クトル制御を行なう速度センサレスベクトル制御方式に
おいて、同一次元磁束オブザーバと速度適応機構からな
る速度適応２次磁束オブザ−バにより、誘導電動機の実
速値を推定するとともに、前記同一次元磁束オブザーバ
により推定した誘導電動機の２次磁束推定値に基づきす
べり角周波数修正値を求め、該すべり角周波数修正値に
より誘導電動機の１次電流指令値に基づき算出したすべ
り角周波数指令値を修正して、前記誘導電動機の実速度
推定値に加算することにより前記デジタル制御器及び座
標変換器を制御する電源角周波数とする。
値とを比較した比較誤差信号の基づき制御されるデジタ
ル電流制御器によって、誘導電動機を非干渉化制御のベ
クトル制御を行なう速度センサレスベクトル制御方式に
おいて、同一次元磁束オブザーバと速度適応機構からな
る速度適応２次磁束オブザ−バにより、誘導電動機の実
速値を推定するとともに、前記同一次元磁束オブザーバ
により推定した誘導電動機の２次磁束推定値に基づきす
べり角周波数修正値を求め、該すべり角周波数修正値に
より誘導電動機の１次電流指令値に基づき算出したすべ
り角周波数指令値を修正して、前記誘導電動機の実速度
推定値に加算することにより前記デジタル制御器及び座
標変換器を制御する電源角周波数とする。
【００２２】
【作用】誘導電動機１の実速度推定値（ωr#）の推定過
程における「遅れ」は、誘導電動機１側からみれば、す
べり算出部５で算出されるすべり角周波数指令値（ω
s*）がずれていることに相当する。
程における「遅れ」は、誘導電動機１側からみれば、す
べり算出部５で算出されるすべり角周波数指令値（ω
s*）がずれていることに相当する。
【００２３】（上記(２)式、ω0＝ωr＋ωs*，ωs*＝ｉ
1b* ／ｉ1a* ・τ2参照）。 そこで、ベクトル制御が
成立するときの電源角周波数ω0を決定する要件、すな
わち、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束推定値λ2#
のトルク軸成分（λ2b#）を零（上式(５),(６)式 参
照）にするために、該２次磁束トルク軸成分推定値λ2b
#を積分（ωsc ＝Ｋωi∫λ2b#・dt Ｋωi：積分ゲイ
ン）して得られたすべり角周波数修正値ωscをすべり角
周波数指令値ωs*に加える（ωs*＋ωsc）ことにより、
電動機１の速度推定値ωr#の「遅れ」に伴う電源角周波
数ω0のずれΔω0を修正することができ、座標軸のずれ
が防止され、完全なベクトル制御が行なわれる。（次
式、参照） ω0＋Δω0＝ωr# ＋ωs* ＋ωsc Δω0＝ωsc
1b* ／ｉ1a* ・τ2参照）。 そこで、ベクトル制御が
成立するときの電源角周波数ω0を決定する要件、すな
わち、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束推定値λ2#
のトルク軸成分（λ2b#）を零（上式(５),(６)式 参
照）にするために、該２次磁束トルク軸成分推定値λ2b
#を積分（ωsc ＝Ｋωi∫λ2b#・dt Ｋωi：積分ゲイ
ン）して得られたすべり角周波数修正値ωscをすべり角
周波数指令値ωs*に加える（ωs*＋ωsc）ことにより、
電動機１の速度推定値ωr#の「遅れ」に伴う電源角周波
数ω0のずれΔω0を修正することができ、座標軸のずれ
が防止され、完全なベクトル制御が行なわれる。（次
式、参照） ω0＋Δω0＝ωr# ＋ωs* ＋ωsc Δω0＝ωsc
【００２４】
【実施例】図１は、本発明の実施例である制御システム
を示すものである。
を示すものである。
【００２５】図示制御システムにおいて、いま、速度制
御部（ＡＳＲ）において、電動機速度指令（ωr*）を与
えると、該速度指令値（ωr*）と負帰還信号である実速
度推定値（ωr#）とが比較され、その比較誤差信号が速
度制御器６において比例積分(ＰＩ)制御され、同期回転
座標（a-b軸）上の電動機１次電流指令値ｉ1*のトルク
軸成分（ｉ1b*）に変換される。次に、電流制御部（Ａ
ＣＲ）におけるデジタル電流制御器３において、前記電
動機１次電流指令値ｉ1*のトルク軸成分（ｉ1b*）及び
励磁軸成分（ｉ1a*）と、電動機１次電流検出値ｉ1のト
ルク軸成分（ｉ1b）及び励磁軸成分（ｉ1a）とが比較さ
れ、ｉ1b*＝ｉ1b，及びｉ1a*＝ｉ1a に制御されるよう
に、ＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期回転座標軸
（a-b軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）が
上記（４）式により演算される。
御部（ＡＳＲ）において、電動機速度指令（ωr*）を与
えると、該速度指令値（ωr*）と負帰還信号である実速
度推定値（ωr#）とが比較され、その比較誤差信号が速
度制御器６において比例積分(ＰＩ)制御され、同期回転
座標（a-b軸）上の電動機１次電流指令値ｉ1*のトルク
軸成分（ｉ1b*）に変換される。次に、電流制御部（Ａ
ＣＲ）におけるデジタル電流制御器３において、前記電
動機１次電流指令値ｉ1*のトルク軸成分（ｉ1b*）及び
励磁軸成分（ｉ1a*）と、電動機１次電流検出値ｉ1のト
ルク軸成分（ｉ1b）及び励磁軸成分（ｉ1a）とが比較さ
れ、ｉ1b*＝ｉ1b，及びｉ1a*＝ｉ1a に制御されるよう
に、ＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期回転座標軸
（a-b軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）が
上記（４）式により演算される。
【００２６】デジタル電流制御器３の出力である１次電
圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）は、座標変換器９により
固定子座標（d-q軸）上の電動機１次電圧指令値ｖ1*
（ｖ1d*，ｖ1q*）に変換された後、２相−３相相数変換
器１５により相数変換されてＰＷＭ制御インバータ２の
三相各相の１次電圧制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw に変換
され、該ＰＷＭ制御インバータ２の出力電圧を制御する
結果、誘導電動機１は所望の速度指令値（ωr*）に応じ
て速度制御される。
圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）は、座標変換器９により
固定子座標（d-q軸）上の電動機１次電圧指令値ｖ1*
（ｖ1d*，ｖ1q*）に変換された後、２相−３相相数変換
器１５により相数変換されてＰＷＭ制御インバータ２の
三相各相の１次電圧制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw に変換
され、該ＰＷＭ制御インバータ２の出力電圧を制御する
結果、誘導電動機１は所望の速度指令値（ωr*）に応じ
て速度制御される。
【００２７】誘導電動機１の実速度値（ωr）は、誘導
電動機１の固定子座標(d-q軸)上の１次電流検出値ｉ
1（ｉ1d,ｉ1q），１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*,ｖ1q*）
及び実速度推定値（ωr#）を入力とする同一次元磁束オ
ブザーバ４と、該同一次元磁束オブザーバ４により推定
された１次電流推定値ｉ1#（ｉ1d#,ｉ1q#）と２次磁束
推定値λ2#（λ2d#,λ2q#）及び１次電流検出値ｉ1（ｉ
1d,ｉ1q）に基づく上記（７）式により演算する速度適
応機構７とからなる速度適応２次磁束オブザーバを使用
して、その実速度推定値ωr#を推定する。
電動機１の固定子座標(d-q軸)上の１次電流検出値ｉ
1（ｉ1d,ｉ1q），１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*,ｖ1q*）
及び実速度推定値（ωr#）を入力とする同一次元磁束オ
ブザーバ４と、該同一次元磁束オブザーバ４により推定
された１次電流推定値ｉ1#（ｉ1d#,ｉ1q#）と２次磁束
推定値λ2#（λ2d#,λ2q#）及び１次電流検出値ｉ1（ｉ
1d,ｉ1q）に基づく上記（７）式により演算する速度適
応機構７とからなる速度適応２次磁束オブザーバを使用
して、その実速度推定値ωr#を推定する。
【００２８】そして、実際の電動機速度（ωr）を推定
する過程における推定値（ωr#）の「遅れ」によって生
じる電源角周波数ω0(ω0＝ωr#＋ωs*) のずれを修正
するために、同一次元磁束オブザーバ４により推定した
固定子座標(d-q軸)上の電動機２次磁束推定値λ2#（λ2
d#，λ2q#）を座標変換器10で同期回転座標軸(a-b軸)上
の電動機２次磁束λ2#に座標変換し、該電動機２次磁束
推定値λ2#のトルク軸成分（λ2ｂ#）をすべり角周波数
修正用積分器16にて積分しすべり角周波数修正値ω
sc（ωsc＝Ｋωs∫λ2ｂ#・dt）を求め、加算器17にて電
源角周波数指令値ωs*に加算する。
する過程における推定値（ωr#）の「遅れ」によって生
じる電源角周波数ω0(ω0＝ωr#＋ωs*) のずれを修正
するために、同一次元磁束オブザーバ４により推定した
固定子座標(d-q軸)上の電動機２次磁束推定値λ2#（λ2
d#，λ2q#）を座標変換器10で同期回転座標軸(a-b軸)上
の電動機２次磁束λ2#に座標変換し、該電動機２次磁束
推定値λ2#のトルク軸成分（λ2ｂ#）をすべり角周波数
修正用積分器16にて積分しすべり角周波数修正値ω
sc（ωsc＝Ｋωs∫λ2ｂ#・dt）を求め、加算器17にて電
源角周波数指令値ωs*に加算する。
【００２９】角周波数修正値ωscを電源角周波数指令値
ωs*に加算することは、電動機実速度推定値（ωr#）の
ずれを前記すべり角周波数修正値ωscによって修正する
ことにより、上記（２）式により決定される電源角周波
数（ω0）のずれによる基本位相角（θ0）のずれを防止
し、座標軸のずれを防止して、完全なベクトル制御が成
立することとなる。
ωs*に加算することは、電動機実速度推定値（ωr#）の
ずれを前記すべり角周波数修正値ωscによって修正する
ことにより、上記（２）式により決定される電源角周波
数（ω0）のずれによる基本位相角（θ0）のずれを防止
し、座標軸のずれを防止して、完全なベクトル制御が成
立することとなる。
【００３０】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、すべり
角周波数修正用積分器を付加するだけで、誘導電動機の
実速度推定のための「遅れ」による座標変換軸のずれを
防止することができるので、完全な非干渉化制御のベク
トル制御を実現することができる。
角周波数修正用積分器を付加するだけで、誘導電動機の
実速度推定のための「遅れ」による座標変換軸のずれを
防止することができるので、完全な非干渉化制御のベク
トル制御を実現することができる。
【図１】 本発明の実施例である制御システムの構成図
【図２】 従来の制御システムの構成図
１ ： 誘導電動機 ２ ： ＰＷＭ制御インバータ ３ ： デジタル電流制御器 ４ ： 同一次元磁束オブザーバ ５ ： すべり算出器 ６ ： 速度制御器 ７ ： 速度適応機構 ８ ： 座標変換器 ９ ： 座標変換器 １０ ： 座標変換器 １１ ： 基本位相角算出用積分器 １６ ： すべり角周波数修正用積分器
Claims (2)
- 【請求項１】 誘導電動機(１)の速度指令値(ωr*)と実
速度推定値(ωr#)とを比較した比較誤差信号に基づいて
速度制御を行ない該誘導電動機の同期回転座標上の１次
トルク軸電流指令値(ｉ1b*)を得る速度制御器(６)と、 前記誘導電動機(１)の同期回転座標上の１次励磁軸電流
指令値(ｉ1a*)と前記１次トルク軸電流指令値(ｉ1b*)、
１次励磁軸電流検出値(ｉ1d)と１次トルク軸電流検出値
(ｉ1q)、及び電源角周波数(ω0)を入力し該誘導電動機の
電流非干渉化制御を行ない同期回転座標上の１次励磁軸
電圧指令値(ｖia*)と１次トルク軸電圧指令値(ｖib*)を
出力するデジタル電流制御器(３)と、 前記デジタル電流制御器(３)の出力である同期回転座標
軸上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1a*)と前記１次トルク
軸電圧指令値(ｖ1b*)を座標変換した誘導電動機(１)の
固定子座標上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1d*)と１次ト
ルク軸電圧指令値(ｖ1q*)により誘導電動機を速度制御
する電力変換器(２)と、 前記誘導電動機(１)の固定子座標上の１次励磁軸電流検
出値(ｉ1d)と１次トルク軸電流検出値(ｉ1q)、前記固定
子座標上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1d*)と１次トルク
軸電圧指令値(ｖ1q*)、及び前記実速度推定値(ωr#）を
それぞれ入力し、 固定子座標上の１次励磁軸電流(ｉ1d)と１次トルク軸電
流(ｉ1q)、及び固定子座標上の２次励磁軸磁束(λ2d)と
２次トルク軸磁束(λ2q)を推定する同一次元磁束オブザ
ーバ(４)と、 前記同一次元磁束オブザーバ(４)の出力である固定子座
標上の１次電流推定値（ｉ1#(i1d#,i1q#)）、２次磁束
推定値（λ2#(λ2d#,λ2q#)）、及び固定子座標上の一
次励磁軸電流検出値(i1d)と１次トルク軸電流検出値(ｉ
1q)をそれぞれ入力し、前記実速度推定値(ωr#）を出力
する速度適応機構(７)と、 前記同一次元磁束オブバード(４)の出力である固定子座
標上の２次磁束推定値（λ2#(λ2d#,λ2q#)）を座標変
換した同期回転座標上の２次トルク軸磁束推定値λ2b#
を積分制御して、すべり角周波数修正値(ωsc)を出力す
る積分器(１６)と、 前記誘導電動機(１)の同期回転座標上の１次励磁軸電流
指令値(ｉ1a*)と１次トルク軸電流指令値(ｉ1b*)を入力
して、該電動機のすべり角周波数指令値(ωs*)を演算し
出力するすべり算出器(５)と、 前記すべり算出器（５）の出力であるすべり角周波数指
令値(ωs*)に前記積分器（１６）の出力であるすべり角
周波数修正値(ωsc)を加算するとともに、誘導電動機
（１）の前記実速度推定値(ωr#)を加算して前記デジタ
ル電流制御器（３）の制御入力である電源角周波数
(ω0)を出力する加算器（１７）と、 を具備することを特徴とした誘導電動機の速度センサレ
スベクトル制御方式。 - 【請求項２】 前記加算器（１７）の出力である電源角
周波数（ω0）を時間積分して誘導電動機の同期回転座
標と固定子座標との間の座標変換用の基本位相角
（θ0）を得る積分器（１１）を具備することを特徴と
した請求項１記載の誘導電動機の速度センサレスベクト
ル制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5265976A JPH07123798A (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5265976A JPH07123798A (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123798A true JPH07123798A (ja) | 1995-05-12 |
Family
ID=17424648
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5265976A Pending JPH07123798A (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123798A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050993A1 (en) * | 2000-12-18 | 2002-06-27 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method for correcting estimate of speed of induction motor and its device |
| KR100371371B1 (ko) * | 2000-08-19 | 2003-02-06 | 엘지산전 주식회사 | 유도전동기의 벡터제어장치 |
| KR100425090B1 (ko) * | 2001-04-11 | 2004-03-30 | 엘지전자 주식회사 | 영구자석 동기전동기의 회전자 위치 감지장치 및 방법 |
| JP2010081726A (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-08 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機の制御装置及びその制御方法 |
| JP2018196297A (ja) * | 2017-05-22 | 2018-12-06 | 三菱電機株式会社 | 交流電動機の制御装置 |
| CN113359741A (zh) * | 2021-06-18 | 2021-09-07 | 青岛农业大学 | 一种玉米联合收获机自动行引导系统 |
-
1993
- 1993-10-25 JP JP5265976A patent/JPH07123798A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100371371B1 (ko) * | 2000-08-19 | 2003-02-06 | 엘지산전 주식회사 | 유도전동기의 벡터제어장치 |
| WO2002050993A1 (en) * | 2000-12-18 | 2002-06-27 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method for correcting estimate of speed of induction motor and its device |
| US6909257B2 (en) | 2000-12-18 | 2005-06-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method and device for correcting estimated speed of induction motor and its device |
| KR100425090B1 (ko) * | 2001-04-11 | 2004-03-30 | 엘지전자 주식회사 | 영구자석 동기전동기의 회전자 위치 감지장치 및 방법 |
| JP2010081726A (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-08 | Yaskawa Electric Corp | 交流電動機の制御装置及びその制御方法 |
| JP2018196297A (ja) * | 2017-05-22 | 2018-12-06 | 三菱電機株式会社 | 交流電動機の制御装置 |
| CN113359741A (zh) * | 2021-06-18 | 2021-09-07 | 青岛农业大学 | 一种玉米联合收获机自动行引导系统 |
| CN113359741B (zh) * | 2021-06-18 | 2022-08-12 | 青岛农业大学 | 一种玉米联合收获机自动行引导系统 |
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