JPH088453B2

JPH088453B2 - 周波数変調回路

Info

Publication number: JPH088453B2
Application number: JP63078902A
Authority: JP
Inventors: 芳伊澤
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1988-03-31
Filing date: 1988-03-31
Publication date: 1996-01-29
Anticipated expiration: 2011-01-29
Also published as: JPH01252010A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、周波数変調（FM）出力の中心周波数の変
化に無関係に不要高周波成分の除去を可能にした周波数
変調回路に関する。

〔従来の技術〕

従来、マルチバイブレータ方式の周波数変調回路が知
られているが、この周波数変調回路のFM出力には、通
常、矩形波出力であるため、多くの奇数次の高周波成分
が含まれており、このような周波数変調回路を、たとえ
ば、VTRのFMオーディオ系に用いると、FM出力に含まれ
ている高次高調波がビデオ系に浸入し、忠実度を低下さ
せる原因になる。たとえば、第６図に示すように、周波
数変調器（MOD）２の出力部側に低域通過フィルタ（LP
F）４を設置することが行われ、LPF4にはπ型フィルタ
が用いられる。このようなπ型フィルタで構成すると、
ICに内蔵することが困難であり、IC化を前提としてLPF4
には、たとえば、第７図に示す二次アクティブLPFが用
いられる。

この二次アクティブLPFは、演算増幅器６の前段に抵
抗８、10、キャパシタ12を設置するとともに、演算増幅
器６の入力側と出力側との間にキャパシタ14を設置し、
ICに内蔵可能な回路として構成される。Ｒは抵抗値、
Ｃ、2Cは容量値を表す。

そして、MOD2では、第８図のＡに示すように、基準中
心周波数f₀を中心にした本来のFM出力V_FMが得られると
ともに、一次および二次の高周波周波数f₁、f₂を中心に
した高調波成分のFM出力が得られる。

また、LPF4では、第８図のＢに示すように、中心周波
数f₀に対応したカットオフ周波数f_Cを持つフィルタ特性
が設定されているので、第８図のＣに実線で示すよう
に、一次および二次の高調波周波数f₁、f₂の各成分は、
減衰利得G₁、G₂により、中心周波数f₀の成分に比較して
不都合を相じない程度の低レベルに抑えられる。V
_FM0は、高調波成分を除去した最終的なFM出力を表す。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、LPF4のカットオフ周波数f_Cは、素子特性の
ばらつきを考慮して中心周波数f₀から十分に離れた周波
数に設定することが行われている。このため、高調波成
分に対し、十分な減衰比が取り難く、しかも、カットオ
フ周波数f_Cが素子特性のばらつきによって変化すると、
高調波成分に対する減衰比率が変り、高調波成分を十分
に減衰させることができない。

また、カットオフ周波数f_Cを固定値とした場合には、
PAL方式、SECAM方式など、中心周波数f₀が異なる方式、
或いは、左右チャネルで異なる中心周波数f₀のステレオ
周波数変調では、中心周波数f₀に対するカットオフ周波
数f_Cの最適化が崩れ、高調波成分の除去が中心周波数f₀
によって不十分になるおそれがあった。たとえば、第５
図のＣに示すf₀′、f₀″に変更すると、これに伴って高
調波周波数f₁、f₂もf₁′、f₁″、f₂′、f₂″となるの
で、中心周波数f₀とカットオフ周波数f_Cとの関係が崩
れ、減衰利得G₁、G₂もG₁′、G₁″、G₂′、G₂″のように
変化し、減衰利得G₁′では、高調波周波数f₁の成分を十
分に除去できないことになる。

そこで、この発明は、中心周波数f₀およびカットオフ
周波数f_Cに一定の相関関係を持たせ、任意の中心周波数
f₀に対応して最適なカットオフ周波数f_Cを設定するとと
もに、中心周波数f₀のいずれに無関係に不要高調波成分
の除去を可能にした周波数変調回路の実現を目的とする
ものである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明の周波数変調回路は、第１図に例示するよう
に、基準となる定電流（I₀）に入力信号電流（信号電流
ｉ）を重畳してなる変調入力電流I_0i（＝I₀＋ｉ）を発
生する入力制御部15と、この入力制御部によって得られた前記変調入力電流を
受け、複数の出力電流として配給する電流ミラー回路
（トランジスタ158、21、41）と、この電流ミラー回路
の出力を通じて前記変調入力電流を受け、この変調入力
電流に含まれる前記定電流によって定まる中心周波数と
ともに前記入力信号電流の振幅変化に応じた周波数変化
を持つ周波数変調出力を発生する変調器（MOD20）と、
前記電流ミラー回路の他の出力を通じて前記変調入力電
流を受け、この変調入力電流に含まれる前記定電流によ
って定まる前記中心周波数とともに前記入力信号電流の
振幅変化に応じた周波数変化を持ち、前記周波数変調出
力の高調波成分を除去するカットオフ周波数が設定され
たアナログ可変フィルタ（LPF40、帯域フィルタ、高域
通過フィルタ）とを備えて、前記周波数変調出力と前記
カットオフ周波数を比例的に変化させるようにしたこと
を特徴とする。

〔作用〕

入力制御部15は、基準電流（定電流I₀）に、入力信号
V_iを電流変換して得られた信号電流ｉを重畳させ、基準
電流（定電流I₀）と信号電流ｉとからなる変調入力電流
I_oiを発生する。

変調器（MOD20）は、得れた変調入力電流I_oiの中の基
準電流（定電流I₀）に対応した中心周波数f₀と、信号電
流ｉの振幅変化に応じた周波数変化とからなる周波数変
調出力V_FMを発生し、フィルタ（LPF40）は、変調入力電
流I_oiでカットオフ周波数f_Cが制御され、変調入力電流I
_oiによって設定されるカットオフ周波数f_Cにより、周波
数変調出力V_FMから不要な周波数成分を除去する。

したがって、変調器（MOD20）の中心周波数f₀とフィ
ルタ（LPF40）のカットオフ周波数f_Cとは変調入力電流I
_oiを媒介として一定の相関関係を持ち、中心周波数f₀の
変化に対応したカットオフ周波数f_Cが最適化され、中心
周波数f₀の変動に無関係に不要高調波成分の除去が行わ
れる。

〔実施例〕

第１図は、この発明の周波数変調回路の実施例を示
す。

入力制御部15は、基準入力端子151および信号入力端
子152を備え、基準入力端子151には基準電流としての定
電流I₀、信号入力端子152には信号源16から音声信号な
どの入力信号V_iが加えられる。定電流I₀は抵抗153を通
して流れ、入力信号V_iはキャパシタ154および抵抗155を
通して信号電流ｉに変換され、定電流I₀に信号電流ｉ
が、演算増幅器156およびトランジスタ157で構成された
全帰還増幅器を通して重畳され、変調入力電流I_oi（＝I
₀＋ｉ）が得られる。この場合、演算増幅器156およびト
ラジスタ157は、定電流I₀と信号電流ｉとを加算して変
調入力電流I_oiを得るための換算手段を構成している。

このようにして得られた変調入力電流I_oiは、周波数
変調器（MOD）20および低域通過フィルタ（LPF）40に対
し、ベース・コレクタを共通化したトランジス158と電
流ミラー回路を成すトランジスタ21、41を通して流れ、
MOD20には変調入力、LPF40にはカットオフ周波数f_Cの制
御入力となっている。

MOD20は、制御入力としてたとえば、電流によって制
御される制御発振器を以て構成されており、変調入力電
流I_oiが加えられると、定電流I₀に対応した中心周波数f
₀とともに、信号電流ｉに対応した周波数変移を持つFM
出力V_FMが得られる。このMOD20に付加されたキャパシタ
22には、中心周波数f₀を得るために必要な容量が設定さ
れている。

そして、LPF40は、アクティブ低域通過フィルタなど
で構成されて、MOD20のFM出力V_FM中に含まれる高周波周
波数f₁、f₂の成分を除去するために制御可能なカットオ
フ特性が設定され、制御入力として変調入力電流I_oiに
応じてカットオフ周波数f_Cが設定される。

この周波数変調回路において、変調入力電流I_oi中の
定電流I₀がI₀′またはI₀″に変化すると、MOD20のFM出
力V_FMが変化し、たとえば、第２図のＡに示すように、
中心周波数f₀がf₀′またはf₀″に、また、一定の比例関
係を以て高調波周波数f₁がf₁′またはf₁″、高調波周波
数f₂がf₂′またはf₂″に変化する。

また、LPF40には変調入力電流I_oiが特性制御入力とし
て加えられているので、変調入力電流I_oiがI_oi′または
I_oi″に変化すると、その変化に応じたカットオフ特性
が得られ、第２図のＢに示すように、カットオフ周波数
f_Cがf_C′またはf_C″に変化する。このため、LPF40に
は、中心周波数f₀の変動に対応したカットオフ周波数f_C
が設定されることになり、高調波周波数f₁、f₂に対応し
て一定の減衰利得G₁、G₂が設定される。したがって、第
２図のＣに示すように、カットオフ周波数f_Cによる高調
波周波数f₁、f₂の減衰利得G₁、G₂と同様に、変動した高
調波周波数f₁′、f₁″、f₂′、f₂″に減衰利得G₁′、
G₁″、G₂′、G₂″が設定され、高調波周波数f₁、f₂、
f₁′、f₁″、f₂′、f₂″の成分が同一レベルで確実に除
去されたFM出力V_FM0が出力端子50から取り出されるので
ある。

次に、第３図は、この発明の周波数変調回路の具体的
な回路構成例を示す。

入力制御部15が発生した変調入力電流I_oiは、トラン
ジスタ158を通じてMOD20に加えられ、トランジスタ158
と電流ミラー回路を構成するトランジスタ211を通して
トランジスタ201、202のエミッタ側から引かれる。トラ
ンジスタ201、203とトランジスタ202、204のベース間は
共通に接続されているので、トランジスタ201、202に
は、トランジスタ211に引き込まれるエミッタ電流に応
じたベース電流が流れる。トランジスタ203、204、抵抗
205、206および定電流源207は差動増幅器を構成し、ト
ランジスタ201、203またはトランジスタ202、204に付加
されたトランジスタ208、209は帰還回路を構成してお
り、トランジスタ208、209のエミッタ間に中心周波数f₀
を設定するキャパシタ22が設置されている。

また、抵抗213、214は分圧回路を成し、抵抗213側で
基準電圧ΔＶが形成される。この基準電圧ΔＶは電圧補
正回路を成すトランジスタ215のベースに加えられ、ト
ランジスタ215のエミッタ側から、トランジスタ158と電
流ミラー回路を成すトランジスタ212によって変調入力
電流I_oiが引かれる。このため、トランジスタ215のエミ
ッタ側には、変調入力電流I_oiによって補正された基準
電圧ΔＶが得られる。この基準電圧ΔＶとともに、キャ
パシタ22の両端子側出力は、比較器216、217に加えられ
て比較される。その比較出力は、SR−フリップフロップ
回路（SR−FF）218のセット入力Ｓ、リセット入力Ｒに
加えられ、そのセット入力Ｓ、リセット入力Ｒによって
得られた非反転出力Ｑ、反転出力が得られる。非反転
出力Ｑおよび反転出力は、トランジスタ203、204のベ
ース側に帰還されるとともに、出力バッファ増幅器のト
ランジスタ219、220のベースに加えられる。トランジス
タ219、220には、定電流源221によって動作電流が流
れ、トランジスタ219、220のコレクタ側に設置されたダ
イオード222および抵抗223を通して第４図に示すFM出力
V_FMが得られる。

ここで、キャパシタ22の容量をC₀とすると、定電流
I₀、基準電圧ΔＶによって、中心周波数f₀は、となり、基準電流としての定電流I₀と正比例関係を持っ
ている。ただし、ＴはFM出力V_FMの周期、ΔＶは振幅電
圧、２ΔＶはピーク値間電圧である。

次に、LPF40は、二つの可変抵抗回路42、44およびキ
ャパシタ46、48を以て構成され、FM出力V_FMは、前段の
可変抵抗回路42におけるトランジスタ421のベースに加
えられる。トランジスタ421には、エミッタ側に設置さ
れた定電流源422によって定電流が引かれているので、F
M出力V_FMに応じた電流がエミッタから取り出される。ト
ランジスタ423、424、抵抗425、426および定電流源247
は差動増幅器を構成し、負荷として電流ミラー回路を成
すトランジスタ428、429、ダイオード430および抵抗431
が設置されている。トランジスタ424のベース側には、
帰還入力のため、トランジスタ421および定電流源422に
対応してトランジスタ432および定電流源433が設置され
ている。トランジスタ423、424のコレクタ出力は、次段
に設置されたトランジスタ434、435のベースに加えられ
ている。トランジスタ434、435のコレクタ側には負荷と
して電流ミラー回路を成すトランジスタ436、437が設置
されて、差動増幅器が構成されている。各トランジスタ
434、435のエミッタには、トランジスタ158と電流ミラ
ー回路を成すトランジスタ411が設置され、その動作電
流が変調入力電流I_oiで設定されている。

前段側の可変抵抗回路42の出力は、トランジスタ435
のコレクタ側から取り出され、トランジスタ432のベー
スに帰還されているとともに、後段側の可変抵抗回路44
におけるトランジスタ441のベースに加えられる。トラ
ンジスタ441には、エミッタ側に設置された定電流源422
によって定電流が引かれているので、前段側の可変抵抗
出力に応じた電流がエミッタ側から取り出される。トラ
ンジスタ443、444、抵抗445、446および定電流源447は
差動増幅器を構成し、負荷として電流ミラー回路を成す
トランジスタ448、449、ダイオード450および抵抗451が
設置されている。トランジスタ444のベース側には、帰
還入力のため、トランジスタ441および定電流源442に対
応してトランジスタ452および定電流源453が設置されて
いる。トランジスタ443、444のコレクタ出力は、次段に
設置されたトランジスタ454、455のベースに加えられて
いる。トランジスタ454、455のコレクタ側には負荷とし
て電流ミラー回路を成すトランジスタ456、457が設置さ
れて、差動増幅器が構成されている。各トランジスタ45
4、455のエミッタ側には、トランジスタ158と電流ミラ
ー回路を成すトランジスタ412が設置され、その動作電
流が変調入力電流I_oiで設定されている。

そして、後段側の可変抵抗回路44の出力がトランジス
タ455のコレクタ側から取り出され、トランジスタ452の
ベースに帰還されているとともに、トランジスタ461、4
62のベースに加えられている。トランジスタ461、462お
よび定電流源463、464は出力バッファ回路として設置さ
れ、トランジスタ461のエミッタおよびトランジスタ441
のベース間にはキャパシタ46、トランジスタ461のベー
ス・接地間にはキャパシタ48が接続されている。各トラ
ンジスタ461、462は、エミッタ側に設置された定電流源
463、464によって動作電流が流れる。なお、抵抗159、2
24、225、458、459は、電流ミラー回路を構成する各ト
ランジスタ158、211、212、411、412について特性を補
償するために挿入されたものである。

このようにLPF40では、二つの可変抵抗回路42、44お
よびキャパシタ46、48を以て構成されており、可変抵抗
回路42、44がトラジスタ411、412を通して引き込まれる
変調入力電流I_oiによって制御されるので、固定素子で
構成されたキャパシタ46、48に対して変調入力電流I_oi
に応じた抵抗値が等価的に得られる。

第５図は、このLPF40の等価回路を示す。この等価回
路は、バッファ回路401、402、403、抵抗404、405およ
びキャパシタ46、48から成り、端子43の入力電圧をV₁、
バッファ回路402の入力電圧をV₂、バッファ回路403を通
して端子50から得られる出力電圧をV₀、各抵抗404、405
の抵抗値をＲ、キャパシタ46、48の容量をC₁、C₂とする
と、が成立し、式（２）から、 V₁−V₂＝SC₂R（V₂−V₀） ……（４）となり、式（４）からV₁は、 V₁＝（１＋SC₂R）V₂−SC₂RV₀ ……（５）となる。また、式（３）から、 V₂−V₀＝SC₁RV₀ ……（６）となり、式（６）からV₂は、 V₂＝（１＋SC₁R）V₀ ……（７）となる。

ゆえに、式（５）および（７）からV₁は、 V₁＝（１＋SC₂R）（１＋SC₁R）V₀−SC₂RV₀ ＝（１＋SC₁R＋S²C₁C₂R²）V₀ ……（８）となり、式（８）から、となり、式（９）からカットオフ角周波数ω_０および係
数Ｑは、となるバターワースフィルタとなり、C₂＝2C₁≡Ｃとす
ると、式（10）からカットオフ周波数f_Cおよび係数Ｑ
は、となる。

ところで、各抵抗425、426の加算抵抗値および抵抗44
5、446の加算抵抗値をR_E、定電流源427、447による定電
流をI₁とすると、抵抗値Ｒは、となり、これを式（12）に代入すると、カットオフ周波
数f_Cは、となり、中心周波数f₀と同様に、カットオフ周波数f_Cも
定電流I₀と正比例関係になることが判る。

このようにMOD20の中心周波数f₀に対しLPF40のカット
オフ周波数f_Cが定電流I₀を媒介として一定の関係を持
ち、第２図に示したように、定電流I₀が変化した場合、
中心周波数f₀およびカットオフ周波数f_Cを相対的に変化
させ、中心周波数f₀の変化に無関係に高調波成分が一定
のレベルで高精度に取り除かれたFM出力V_FM0を出力端子
50から取り出すことができる。

なお、LPF40は、二次アクティブ低域通過フィルタを
用いた場合について説明したが、取り除く高調波成分に
応じたフィルタを以て構成することができる。

また、実施例ではフィルタとしてLPF40を用いた場合
について説明したが、この発明は、必要によって帯域フ
ィルタや高域フィルタを用いる場合についても適用でき
る。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、変調器の中
心周波数および低域通過フィルタのカットオフ周波数に
一定の相関関係ができるので、任意の中心周波数に対応
した最適なカットオフ周波数が得られるとともに、中心
周波数に対し、最適なカットオフ周波数を設定して、十
分な減衰比率が設定でき、素子特性のばらつきなどによ
って中心周波数が変動して確実に同一レベルで高調波成
分を除去でき、しかも、中心周波数とカットオフ周波数
との関係を利用して周波数調整を行うこともでき、たと
えば、ステレオ周波数変調、PAL方式、SECAM方式など、
中心周波数が異なる方式に対応した周波数出力の取出し
も行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の周波数変調回路の実施例を示すブロ
ック図、第２図は第１図に示した周波数変調回路の動作
特性を示す図、第３図は第１図に示した周波数変調回路
の具体的な回路構成例を示す回路図、第４図は第３図に
示した周波数変調回路における変調器のFM出力を示す
図、第５図は第３図に示した周波数変調回路における低
域通過フィルタの等価回路を示す回路図、第６図は従来
の周波数変調回路を示すブロック図、第７図は従来の周
波数変調回路に用いられるアクティブ低域フィルタを示
す回路図、第８図は第６図に示した周波数変調回路の動
作特性を示す図である。 15……入力制御部 20……周波数変調器（変調器） 21、41、158……トランジスタ（電流ミラー回路） 40……低域通過フィルタ（フィルタ） V_i……入力信号 I_oi……変調入力電流（I₀＋ｉ） V_FM、V_FM0……周波数変調出力

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】基準となる定電流に入力信号電流を重畳し
てな変調入力電流を発生する入力制御部と、この入力制御部によって得られた前記変調入力電流を受
け、複数の出力電流として配給する電流ミラー回路と、この電流ミラー回路の出力を通じて前記変調入力電流を
受け、この変調入力電流に含まれる前記定電流によって
定まる中心周波数とともに前記入力信号電流の振幅変化
に応じた周波数変化を持つ周波数変調出力を発生する変
調器と、前記電流ミラー回路の他の出力を通じて前記変調入力電
流を受け、この変調入力電流に含まれる前記定電流によ
って定まる前記中心周波数とともに前記入力信号電流の
振幅変化に応じた周波数変化を持ち、前記周波数変調出
力の高周波成分を除去するカットオフ周波数が設定され
たアナログ可変フィルタと、を備えて、前記周波数変調出力と前記カットオフ周波数
を比較的に変化させるようにしたことを特徴とする周波
数変調回路。