JPH088779B2 - ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 - Google Patents
３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法Info
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- JPH088779B2 JPH088779B2 JP59130072A JP13007284A JPH088779B2 JP H088779 B2 JPH088779 B2 JP H088779B2 JP 59130072 A JP59130072 A JP 59130072A JP 13007284 A JP13007284 A JP 13007284A JP H088779 B2 JPH088779 B2 JP H088779B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、３相電圧形パルス幅変調インバータの出力
電圧波形を改良する方法に関する。
電圧波形を改良する方法に関する。
３相電圧形パルス幅変調インバータの回路構成を表わ
すブロック図を第６図に示す。
すブロック図を第６図に示す。
１〜６はスイッチング素子を形成する例えばバイポー
ラトランジスタ、７〜12は回生用のダイオード、13は電
力を供給する直流電源、14は平滑コンデンサ、15はイン
バータ出力により駆動される負荷、16はパルス幅変調
（PWM）制御回路である。
ラトランジスタ、７〜12は回生用のダイオード、13は電
力を供給する直流電源、14は平滑コンデンサ、15はイン
バータ出力により駆動される負荷、16はパルス幅変調
（PWM）制御回路である。
PWMインバータでは、出力電圧を制御するため、出力
電圧の半周期内にスイッチング素子に複数個の駆動パル
スを与えて、その出力電圧のパルス幅を制御する。
電圧の半周期内にスイッチング素子に複数個の駆動パル
スを与えて、その出力電圧のパルス幅を制御する。
出力電圧の高調波成分が負荷に与える悪影響を低減さ
せるため、不等パルス幅制御等種々の波形改善の工夫が
行なわれている。
せるため、不等パルス幅制御等種々の波形改善の工夫が
行なわれている。
近年、スイッチング素子のスイッチング速度の高速化
によって、とくにフィルタでは除去しにくい５次,7次,1
1次,13次，・・・等の低次高調波低減について多くの提
案が見られる。
によって、とくにフィルタでは除去しにくい５次,7次,1
1次,13次，・・・等の低次高調波低減について多くの提
案が見られる。
しかしながら、スイッチング周波数が有限である以
上、その周波数すなわちキャリア周波数に係る高周波の
問題が残る。
上、その周波数すなわちキャリア周波数に係る高周波の
問題が残る。
第７図は、正弦波PWM波形発生の一方法を表わす電圧
波形図である。
波形図である。
（ａ），（ｂ），（ｃ）は負荷15の各相u,v,wに対応
するPWMの説明図である。
するPWMの説明図である。
各相のｅu電圧指令信号71,ev電圧指令信号72,ew電圧
指令信号73と三角波のキャリア信号70とを比較して、出
力電圧パルスのパルス幅を決めるもので、出力の各相u,
v,wにはこの電圧指令信号71,72,73の振幅に比例したパ
ルス幅を持った電圧ｅu,ev,ewが発生する。
指令信号73と三角波のキャリア信号70とを比較して、出
力電圧パルスのパルス幅を決めるもので、出力の各相u,
v,wにはこの電圧指令信号71,72,73の振幅に比例したパ
ルス幅を持った電圧ｅu,ev,ewが発生する。
相電圧指令信号の半サイクルで中央の60゜は変調をか
けずに、スイッチング素子をONにしたままにし、両側の
60゜ずつのみを変調しているのは、出力電圧に直流入力
電圧を有効利用するためで、つまり出力電圧ピーク値は
直流電源電圧Ｅdcまで可能で、全区間（両端の60゜およ
び中央の60゜）変調の場合の出力電圧ピーク値は である。
けずに、スイッチング素子をONにしたままにし、両側の
60゜ずつのみを変調しているのは、出力電圧に直流入力
電圧を有効利用するためで、つまり出力電圧ピーク値は
直流電源電圧Ｅdcまで可能で、全区間（両端の60゜およ
び中央の60゜）変調の場合の出力電圧ピーク値は である。
相電圧指令信号のスイッチング素子への与え方は、出
力の線間電圧値すなわち相電圧指令信号の各相間の差が
正弦波になるよう、相電圧指令信号の半サイクルの両側
の60゜ずつを変調する。
力の線間電圧値すなわち相電圧指令信号の各相間の差が
正弦波になるよう、相電圧指令信号の半サイクルの両側
の60゜ずつを変調する。
すなわち、第11図に示すように、半波波形の中央部60
度の区間において無変調（平坦）で、その両側60度の区
間が変調されている、ｅu、ｅv及びｅwの３つの相電圧
指令信号を用いても、各相間の差である線間電圧に相当
する、ｅu-v、ｅv-w及びｅw-uは、夫々正弦波となる。
線間出力電圧ｅu-vをみると、θ＝60度のとき、最大値
となるので、この値が振幅となる。これをａとする。こ
の値はｅu電圧指令信号に示すａに相当するので、これ
を変化させることで、振幅０〜Ｅdcまで制御することが
できる。従って、ａ＝Ｅdcのときを変調度100％とする
ことができる。
度の区間において無変調（平坦）で、その両側60度の区
間が変調されている、ｅu、ｅv及びｅwの３つの相電圧
指令信号を用いても、各相間の差である線間電圧に相当
する、ｅu-v、ｅv-w及びｅw-uは、夫々正弦波となる。
線間出力電圧ｅu-vをみると、θ＝60度のとき、最大値
となるので、この値が振幅となる。これをａとする。こ
の値はｅu電圧指令信号に示すａに相当するので、これ
を変化させることで、振幅０〜Ｅdcまで制御することが
できる。従って、ａ＝Ｅdcのときを変調度100％とする
ことができる。
第12図（ａ）及び同図（ｂ）は、ｅu電圧指令信号
の、θが０〜60度の区間について、キャリア信号との関
係を示している。同図において、Ｐは正弦波の仮想原点
を示している。
の、θが０〜60度の区間について、キャリア信号との関
係を示している。同図において、Ｐは正弦波の仮想原点
を示している。
この区間のｅu電圧指令信号、ｅv電圧指令信号を数式
で表現すると、 ｅu＝（Ｅdc/2）｛２αsin（θ＋30゜） −１｝ …（１） ｅv＝−（Ｅdc/2） …（２） 従って、ｅu-v＝ｅu−ｅv ＝Ｅdc・α・sin（θ＋30゜） …（３） （３）式より、正弦波の線間電圧が得られることが判
る。制御の態様としては、（３）式のような正弦波でか
つ振幅の最大値がＥdcである線間電圧を得るために、
（２）式の条件の下で（１）式を導き、これに基づいて
変調を行うものである。
で表現すると、 ｅu＝（Ｅdc/2）｛２αsin（θ＋30゜） −１｝ …（１） ｅv＝−（Ｅdc/2） …（２） 従って、ｅu-v＝ｅu−ｅv ＝Ｅdc・α・sin（θ＋30゜） …（３） （３）式より、正弦波の線間電圧が得られることが判
る。制御の態様としては、（３）式のような正弦波でか
つ振幅の最大値がＥdcである線間電圧を得るために、
（２）式の条件の下で（１）式を導き、これに基づいて
変調を行うものである。
従って、この様な方式の、インバータのパルス幅変調
方法にあっては、変調度αは、線間電圧の振幅ａ（片側
振幅）とキャリア信号の両側振幅ｂとの比、 変調度α＝a/bとして定義される。
方法にあっては、変調度αは、線間電圧の振幅ａ（片側
振幅）とキャリア信号の両側振幅ｂとの比、 変調度α＝a/bとして定義される。
この変調方法を行った場合の出力電圧波形を第８図に
表わす。すなわち、（ａ）は出力電圧ｅu，（ｂ）は出
力電圧ｅv，（ｃ）は出力相（ｅu−ｅv）線間電圧のそ
れぞれの波形である。
表わす。すなわち、（ａ）は出力電圧ｅu，（ｂ）は出
力電圧ｅv，（ｃ）は出力相（ｅu−ｅv）線間電圧のそ
れぞれの波形である。
また、このとき、 変調度α＝0.5.P.U. つまり出力電圧のキャリア成分を理想的ローパスフィ
ルタで取除いた波形電圧振幅が直流電源電圧Ｅdcの1/2
で、 相電圧指令信号の半サイクル内でキャリア周波数の個
数が15すなわち キャリア周波数ｆcarrier＝出力電圧周波数ｆout×30 である。
ルタで取除いた波形電圧振幅が直流電源電圧Ｅdcの1/2
で、 相電圧指令信号の半サイクル内でキャリア周波数の個
数が15すなわち キャリア周波数ｆcarrier＝出力電圧周波数ｆout×30 である。
因みに、通常、ｆcarrierは２〜3K Hz、ｆoutは１〜6
0〜300Hzである。
0〜300Hzである。
第９図からも判るように、キャリア周波数ｆcarrier
（図の場合、出力電圧基本波の30倍）前後の高周波が大
きく、リップル電流，振動，騒音の原因となる。
（図の場合、出力電圧基本波の30倍）前後の高周波が大
きく、リップル電流，振動，騒音の原因となる。
とくに、そのリップル電流が大きいと、スイッチング
素子選定の重要な要素となるピーク電流値が大きくなり
不具合である。
素子選定の重要な要素となるピーク電流値が大きくなり
不具合である。
この従来例におけるPWM方法の詳細図を第10図に表わ
す。
す。
第７図の例えば701〜702の間を拡大し、第７図
（ａ），（ｃ）を重ね合わせたのが第10図（ａ）であ
る。
（ａ），（ｃ）を重ね合わせたのが第10図（ａ）であ
る。
キャリア信号70とｅu指令信号あるいはｅv指令信号を
比較し、＋領域ではどちらか高い方で信号が出力し−領
域ではどちらか低い方で信号が出力する。
比較し、＋領域ではどちらか高い方で信号が出力し−領
域ではどちらか低い方で信号が出力する。
その結果、第10図（ｂ）の出力電圧ｅu，第10図
（ｃ）の出力信号ｅv，第10図（ｄ）のｕ−ｖ相線間電
圧（ｅu−ｅv）が得られる。
（ｃ）の出力信号ｅv，第10図（ｄ）のｕ−ｖ相線間電
圧（ｅu−ｅv）が得られる。
ここにおいて本発明は、従来方法の難点を克服し、出
力電圧波形からキャリア周波数前後の高調波を低減する
３相電圧形インバータのパルス幅変調方法を提供するこ
とを、その目的とする。
力電圧波形からキャリア周波数前後の高調波を低減する
３相電圧形インバータのパルス幅変調方法を提供するこ
とを、その目的とする。
上記目的を達成するため、本発明の３相電圧型インバ
ータのパルス幅変調方法は、各相電圧半サイクルの中央
60゜の位相区間においては変調を行わず、他の区間では
出力の線間電圧が正弦波になるような相電圧指令信号を
与えることにより、正弦波出力電圧を得るとともに、直
流母線電圧を最大限に利用できるようにしたインバータ
において、キャリア信号による各相正弦波状指令信号の
変調を行う際に、各相正弦波状指令信号の基本周波の３
倍調波の方形波信号をその各相正弦波状指令信号に同期
して重畳させ、この３倍調波の方形波信号の振幅は、キ
ャリア信号による各相正弦波状指令信号の変調度をαと
し、この３倍調波の方形波信号の振幅とキャリア信号の
振幅の比をｋとするときに、αとｋとの関数関係が略直
線的逆比例であり、かつこの３倍調波の方形波信号と前
記各正弦波信号との極性は前記変調を行わない位相区間
において相反させて、重畳合成された各相正弦波状指令
信号をキャリア信号と比較して各アームのスイッチング
素子に与えるパルス信号を得る、ことを特徴とする。
ータのパルス幅変調方法は、各相電圧半サイクルの中央
60゜の位相区間においては変調を行わず、他の区間では
出力の線間電圧が正弦波になるような相電圧指令信号を
与えることにより、正弦波出力電圧を得るとともに、直
流母線電圧を最大限に利用できるようにしたインバータ
において、キャリア信号による各相正弦波状指令信号の
変調を行う際に、各相正弦波状指令信号の基本周波の３
倍調波の方形波信号をその各相正弦波状指令信号に同期
して重畳させ、この３倍調波の方形波信号の振幅は、キ
ャリア信号による各相正弦波状指令信号の変調度をαと
し、この３倍調波の方形波信号の振幅とキャリア信号の
振幅の比をｋとするときに、αとｋとの関数関係が略直
線的逆比例であり、かつこの３倍調波の方形波信号と前
記各正弦波信号との極性は前記変調を行わない位相区間
において相反させて、重畳合成された各相正弦波状指令
信号をキャリア信号と比較して各アームのスイッチング
素子に与えるパルス信号を得る、ことを特徴とする。
この結果、従来の正弦波状の指令信号にその３倍調波
の方形信号を重畳して指令信号とし、この３倍調波方形
信号の振幅を変調度αに対して最適に制御する。また、
出力波形180度中両側60度のみ変調していたのを中央部6
0度にも変調を行うと共に、残りの120度区間の信号を補
正することにより、線間出力電圧の各パルスを２分割
し、これにより主成分高調波がキャリア周波数の２倍に
なり、リップル電流低減、負荷電動機の発熱低減が図ら
れる。
の方形信号を重畳して指令信号とし、この３倍調波方形
信号の振幅を変調度αに対して最適に制御する。また、
出力波形180度中両側60度のみ変調していたのを中央部6
0度にも変調を行うと共に、残りの120度区間の信号を補
正することにより、線間出力電圧の各パルスを２分割
し、これにより主成分高調波がキャリア周波数の２倍に
なり、リップル電流低減、負荷電動機の発熱低減が図ら
れる。
本発明の一実施例における各電圧波形図を第１図に示
す。
す。
この第１図は、従来方式の第10図に対応して表わされ
ている。
ている。
すなわち、この実施例は、ｕ相において、ｅu指令信
号キャリア信号70と従来では変調させなかった非変調区
間にも変調をかけたものである。
号キャリア信号70と従来では変調させなかった非変調区
間にも変調をかけたものである。
これにより出力電圧が変る分は、他の相つまりこの場
合はｖ相のパルス幅を相当分補正するものである。
合はｖ相のパルス幅を相当分補正するものである。
第１図の詳細図において、（ａ）は本発明のPWM方法
の基本的概念図、（ｂ）は変調をかけられたｕ相出力電
力ｅu、（ｃ）はｖ相出力電圧ｅv（ｄ）はｕ−ｖ相線間
電圧（ｅu−ｅv）をおのおの示している。
の基本的概念図、（ｂ）は変調をかけられたｕ相出力電
力ｅu、（ｃ）はｖ相出力電圧ｅv（ｄ）はｕ−ｖ相線間
電圧（ｅu−ｅv）をおのおの示している。
第２図はそのPWMがわかるようにした連続出力波形図
で、（ａ）はｕ相出力電圧、ｅu、（ｂ）はｖ相出力電
圧ｅv、（ｃ）はｕ−ｖ相線間電圧ｅu−ｅvである。
で、（ａ）はｕ相出力電圧、ｅu、（ｂ）はｖ相出力電
圧ｅv、（ｃ）はｕ−ｖ相線間電圧ｅu−ｅvである。
本発明の正弦波の指令信号について、第７図の指令信
号と対比すれば、次のとおりである。
号と対比すれば、次のとおりである。
第３図において、（ａ）に従来のｕ相指令信号71があ
り、（ｂ）にそれの３倍調波の方形波74を発生させ、
（ｃ）に表わすような（ａ）と（ｂ）を重畳させた本発
明のｕ相指令信号75を生成し、半サイクルの中央60゜に
おいてもキャリア信号による変調を行なわせるのであ
る。
り、（ｂ）にそれの３倍調波の方形波74を発生させ、
（ｃ）に表わすような（ａ）と（ｂ）を重畳させた本発
明のｕ相指令信号75を生成し、半サイクルの中央60゜に
おいてもキャリア信号による変調を行なわせるのであ
る。
ところで、前述した従来の式（１）、（２）及び
（３）に対応して本発明における電圧指令信号ｅu、ｅ
v、ｅu-vを表すと、 ｅu＝（Ｅdc/2）｛２αsin（θ＋30゜） −１＋ｋ｝ …（４） ｅv＝（Ｅdc/2）（−１＋ｋ） …（５） 従って、 ｅu-v＝ｅu−ｅv ＝Ｅdc・α・sin（θ＋30゜） …（６） これにより、各相に重畳された３倍調波の方形波74の
成分は相殺されて線間電圧に現れず、変調度への影響は
ないことが判る。
（３）に対応して本発明における電圧指令信号ｅu、ｅ
v、ｅu-vを表すと、 ｅu＝（Ｅdc/2）｛２αsin（θ＋30゜） −１＋ｋ｝ …（４） ｅv＝（Ｅdc/2）（−１＋ｋ） …（５） 従って、 ｅu-v＝ｅu−ｅv ＝Ｅdc・α・sin（θ＋30゜） …（６） これにより、各相に重畳された３倍調波の方形波74の
成分は相殺されて線間電圧に現れず、変調度への影響は
ないことが判る。
なお、（ａ）に（ｂ）を重畳されたのに相当する
（ｃ）の指令信号を発生させればよいのであって、２つ
のステップを行なう必然性はない。
（ｃ）の指令信号を発生させればよいのであって、２つ
のステップを行なう必然性はない。
上述したようにキャリア信号70による変調度をαとし
たとき、重畳させる３倍調波の振幅の従来の振幅に対す
る比をｋで表わせば、変調度αにおいてキャリア周波数
周辺の高周波を最小にする３倍調波振幅の最適値曲線が
第４図に示される。
たとき、重畳させる３倍調波の振幅の従来の振幅に対す
る比をｋで表わせば、変調度αにおいてキャリア周波数
周辺の高周波を最小にする３倍調波振幅の最適値曲線が
第４図に示される。
その結果、この実施例においてｋ＝0.25としたときの
出力電圧に生起する高調波次数が第５図のように表わさ
れる。
出力電圧に生起する高調波次数が第５図のように表わさ
れる。
第１図、第２図からもわかるように出力電圧のパルス
数が２倍になり、指令信号半サイクルの中央60゜区間に
パルス幅を適当に選択すると、元のキャリア周波数成分
の高周波を最低にすることができる。
数が２倍になり、指令信号半サイクルの中央60゜区間に
パルス幅を適当に選択すると、元のキャリア周波数成分
の高周波を最低にすることができる。
かくして本発明によれば、指令信号の半サイクル中央
部60゜区間に新たに変調を実施し、その変調度に相当す
る３倍調波振幅ｋを適当に選定することにより、キャリ
ア周波数前後の高調波、たとえば29次、31次高調波を低
減し、高調波主成分の周波数をたとえば59次、61次と倍
に上げることができる。
部60゜区間に新たに変調を実施し、その変調度に相当す
る３倍調波振幅ｋを適当に選定することにより、キャリ
ア周波数前後の高調波、たとえば29次、31次高調波を低
減し、高調波主成分の周波数をたとえば59次、61次と倍
に上げることができる。
この３倍調波方形波振幅ｋの最適値は変調度αによっ
て自由に変えられる（第４図）。
て自由に変えられる（第４図）。
したがって、本発明は変調度αの全領域において、キ
ャリア周波数周辺の高調波成分を最小化するという特段
の効果を奏することが可能である。
ャリア周波数周辺の高調波成分を最小化するという特段
の効果を奏することが可能である。
これらのことから、本発明は次の効果が得られ、当該
分野の工業的に資するところ大きい。
分野の工業的に資するところ大きい。
（ａ） 出力の電流リップルが低減するため負荷電動機
の発熱、振動、騒音が減少する。
の発熱、振動、騒音が減少する。
（ｂ） 出力のピーク電流が低減するので、同一装置で
とれる最大出力が増加する。
とれる最大出力が増加する。
（ｃ） 直流電源の平滑コンデンサに流れるリップルが
減少するから、コンデンサの小形化が可能である。
減少するから、コンデンサの小形化が可能である。
第１図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は本発明の一実
施例における指令信号、キャリア信号、出力電圧の波形
図（基本概念図）、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそ
のPWMがわかるようにした連続出力波形図、第３図
（ａ），（ｂ），（ｃ）はこの実施例における指令信号
の生成過程説明図、第４図は本発明の変調度と３倍調波
振幅との最適曲線図、第５図はこの実施例における高調
波次数の電圧分布図、第６図は３相電圧形インバータの
回路構成を表わすブロック図、第７図（ａ），（ｂ），
（ｃ）は従来のPWM方法を示す各相の波形図、第８図
（ａ），（ｂ），（ｃ）はその変調された出力電圧波形
図、第９図はその高調波次数の電圧分布図、第10図
（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は従来の変調方法を表
わす詳細説明波形図である。第11図は従来の変調方法に
おける電圧指令信号と線間電圧を説明する信号波形図で
ある。第12図（ａ）及び（ｂ）は変調度αを説明するた
めの信号波形図である。 １〜６……スイッチング素子、７〜12……ダイオード、
13……直流電源、14……平滑ダイオード、15……負荷
（電動機）、16……PWM制御回路、70……キャリア信
号、71,72,73……ｕ相、ｖ相、ｗ相指令信号、ｅu……
ｕ相出力電圧、ｅv……ｖ相出力電圧、ｅu−ｅv……ｕ
相−ｖ相線間電圧。
施例における指令信号、キャリア信号、出力電圧の波形
図（基本概念図）、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそ
のPWMがわかるようにした連続出力波形図、第３図
（ａ），（ｂ），（ｃ）はこの実施例における指令信号
の生成過程説明図、第４図は本発明の変調度と３倍調波
振幅との最適曲線図、第５図はこの実施例における高調
波次数の電圧分布図、第６図は３相電圧形インバータの
回路構成を表わすブロック図、第７図（ａ），（ｂ），
（ｃ）は従来のPWM方法を示す各相の波形図、第８図
（ａ），（ｂ），（ｃ）はその変調された出力電圧波形
図、第９図はその高調波次数の電圧分布図、第10図
（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）は従来の変調方法を表
わす詳細説明波形図である。第11図は従来の変調方法に
おける電圧指令信号と線間電圧を説明する信号波形図で
ある。第12図（ａ）及び（ｂ）は変調度αを説明するた
めの信号波形図である。 １〜６……スイッチング素子、７〜12……ダイオード、
13……直流電源、14……平滑ダイオード、15……負荷
（電動機）、16……PWM制御回路、70……キャリア信
号、71,72,73……ｕ相、ｖ相、ｗ相指令信号、ｅu……
ｕ相出力電圧、ｅv……ｖ相出力電圧、ｅu−ｅv……ｕ
相−ｖ相線間電圧。
Claims (1)
- 【請求項１】各相電圧半サイクルの中央60゜の位相区間
においては変調を行わず、他の区間では出力の線間電圧
が正弦波になるような相電圧指令信号を与えることによ
り、正弦波出力電圧を得るとともに、直流母線電圧を最
大限に利用できるようにしたインバータにおいて、 キャリア信号による各相正弦波状指令信号の変調を行う
際に、 各相正弦波状指令信号の基本周波の３倍調波の方形波信
号をその各相正弦波状指令信号に同期して重畳させ、 この３倍調波の方形波信号の振幅は、キャリア信号によ
る各相正弦波状指令信号の変調度をαとし、この３倍調
波の方形波信号の振幅とキャリア信号の振幅の比をｋと
するときに、αとｋとの関数関係が略直線的逆比例であ
り、かつこの３倍調波の方形波信号と前記各相正弦波信
号との極性は前記変調を行わない位相区間において相反
させて、 重畳合成された各相正弦波指令信号をキャリア信号と比
較して各アームのスイッチング素子に与えるパルス信号
を得る、 ことを特徴とする３相電圧形インバータのパルス幅変調
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59130072A JPH088779B2 (ja) | 1984-06-26 | 1984-06-26 | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59130072A JPH088779B2 (ja) | 1984-06-26 | 1984-06-26 | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6110967A JPS6110967A (ja) | 1986-01-18 |
| JPH088779B2 true JPH088779B2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=15025323
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59130072A Expired - Lifetime JPH088779B2 (ja) | 1984-06-26 | 1984-06-26 | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088779B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115589170B (zh) * | 2022-12-13 | 2023-03-10 | 麦田能源有限公司 | 两相逆变器系统及两相逆变器控制方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3007629A1 (de) * | 1980-02-29 | 1981-09-10 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Verfahren und anordnung zur erzeugung eines dreiphasendrehstromes durch wechselrichten |
| JPS5886874A (ja) * | 1981-11-18 | 1983-05-24 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
-
1984
- 1984-06-26 JP JP59130072A patent/JPH088779B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 昭和５９年電気学会全国大会講演論文集［６（昭５９−３−１０）Ｐ．５５５ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6110967A (ja) | 1986-01-18 |
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Legal Events
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| EXPY | Cancellation because of completion of term |