JPS6110967A - ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 - Google Patents
３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法Info
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- JPS6110967A JPS6110967A JP59130072A JP13007284A JPS6110967A JP S6110967 A JPS6110967 A JP S6110967A JP 59130072 A JP59130072 A JP 59130072A JP 13007284 A JP13007284 A JP 13007284A JP S6110967 A JPS6110967 A JP S6110967A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、３相電圧形パルス幅変調インバータの出力電
圧波形を改良する方法に関する。
圧波形を改良する方法に関する。
３相電圧形パルス幅変調インバータの回路構成を表わす
ブロック図を第６図に示す。
ブロック図を第６図に示す。
１〜６はスイッチング素子を形成する例えばバイポーラ
トランジスタ、７〜１２は回生用のダイオード、１３は
電力を供給する直流電源、１４は平滑コンデンサ、１５
はインバータ出力により駆動される負荷、１６はパルス
幅変調（ＰＷＭ）制−回路である。
トランジスタ、７〜１２は回生用のダイオード、１３は
電力を供給する直流電源、１４は平滑コンデンサ、１５
はインバータ出力により駆動される負荷、１６はパルス
幅変調（ＰＷＭ）制−回路である。
ＰＷＭインバータでは、出力電圧を制御するため、出力
電圧の半周期内にスイッチング素子に複数個の駆動パル
スを与えて、その出力電圧のパルス幅を制御する。
電圧の半周期内にスイッチング素子に複数個の駆動パル
スを与えて、その出力電圧のパルス幅を制御する。
出力電圧の高調波成分が負荷に与える悪影響を低減させ
るため、不等パルス幅制御管種々の波形改善の工夫が行
なわれている。
るため、不等パルス幅制御管種々の波形改善の工夫が行
なわれている。
近年は、スイッチング素子のスイッチング速度の高速化
によって、とくにフィルタでは除去しにくい５次、７次
、１１次、１３次、・・・・・・等の低次高調波低減に
ついて多くの提案が見られる。
によって、とくにフィルタでは除去しにくい５次、７次
、１１次、１３次、・・・・・・等の低次高調波低減に
ついて多くの提案が見られる。
しかしながら、スイッチング周波数が有限である以上、
その周波数すなわちキャリア周波数に係る高調波の問題
が残る。
その周波数すなわちキャリア周波数に係る高調波の問題
が残る。
第７図は、正弦波ＰＷＭ波形発生の一方法を表わす電圧
波形図である。
波形図である。
（ａｌ ｌ 、（１）） 、 （Ｃ）は負荷１５の各相
ｕ、ｖ、ｗに対応するＰＷＭの説明図である。
ｕ、ｖ、ｗに対応するＰＷＭの説明図である。
各相のｅｕ電圧指令信号７１．ｅｖ電圧指令信号７２、
ｅ、電圧指令信号７３と三角波のキャリア信号７０とを
比較して、出力電圧パルスのパルス幅を決めるもので、
出力の各相ｕ、ｖ、ｗにはこの電圧指令信号７１ 、７
２ 、７３の振幅に比例したパルス幅を持った電圧ｅｕ
、ｅｖ、ｅＷが発生する。
ｅ、電圧指令信号７３と三角波のキャリア信号７０とを
比較して、出力電圧パルスのパルス幅を決めるもので、
出力の各相ｕ、ｖ、ｗにはこの電圧指令信号７１ 、７
２ 、７３の振幅に比例したパルス幅を持った電圧ｅｕ
、ｅｖ、ｅＷが発生する。
相電圧指令信号の半サイクルで中央の６０°は変調をか
けずＫ、スイッチング素子をＯＮにしたままにし、両側
の６００ずつのみを変調しているのは、出力電圧に直流
入力電圧を有効利用するためで、つまり出力電圧ピーク
値は直流電源電圧Ｅｄｏまで可能で、全区間（両端の６
００および中央の６０°）相電圧指令信号のスイッチン
グ素子への与え方は、出力の線間電圧、すなわち相電圧
指令信号の各相間の差が正弦波になるよう、相電圧指令
信号の半サイクルの両側の６０°ずつを変調する。
けずＫ、スイッチング素子をＯＮにしたままにし、両側
の６００ずつのみを変調しているのは、出力電圧に直流
入力電圧を有効利用するためで、つまり出力電圧ピーク
値は直流電源電圧Ｅｄｏまで可能で、全区間（両端の６
００および中央の６０°）相電圧指令信号のスイッチン
グ素子への与え方は、出力の線間電圧、すなわち相電圧
指令信号の各相間の差が正弦波になるよう、相電圧指令
信号の半サイクルの両側の６０°ずつを変調する。
この変調方法を行なった場合の出力電圧波形を第８図に
表わす。すなわち、（ａ）は出力電圧ｅｕ。
表わす。すなわち、（ａ）は出力電圧ｅｕ。
（ｂ）は出力電圧ｅｖｌ（Ｃ）は出力相（ｅｕ−ｅ、）
線間電圧のそれぞれの波形である。
線間電圧のそれぞれの波形である。
また、このとき、
変調度α＝ ０．５ Ｐ、 Ｕ。
つまり出力電圧のキャリア成分を理想的ローパスフィル
タで取除いた波形電圧振幅が直流電源電圧Ｅｄｃの４で
、 相電圧指令信号の半サイクル内のキャリア周波数の個数
が１５すなわち キャリア周波数ｆｃａｒｒｉｅｒ −出力電圧周波数ｆ。ｕｔ×３０ である。
タで取除いた波形電圧振幅が直流電源電圧Ｅｄｃの４で
、 相電圧指令信号の半サイクル内のキャリア周波数の個数
が１５すなわち キャリア周波数ｆｃａｒｒｉｅｒ −出力電圧周波数ｆ。ｕｔ×３０ である。
因みに、通常、ｆｃａｒｒｉｅｒは２〜３ＫＨｇ、ｆｏ
ｌｌｔは１〜６０〜３００８ｇである。
ｌｌｔは１〜６０〜３００８ｇである。
第９図からも判るように、キャリア周波数ｆｃａｒｒｉ
ｅｒ（図の場合、出力電圧基本波の３０倍）前後の高調
波が大きく、リップル電流、振動、騒音の原因となる。
ｅｒ（図の場合、出力電圧基本波の３０倍）前後の高調
波が大きく、リップル電流、振動、騒音の原因となる。
とくに、そのリップル電流が太きいと、スイッチング素
子選定の重要な要素となるピーク電流値が大きくなり不
具合である。
子選定の重要な要素となるピーク電流値が大きくなり不
具合である。
この従来例におけるＰＷＭ方法の詳細図を第１０図に表
わす。
わす。
第７図の例えば７０１〜７０２０間を拡太し、第７図（
ａ） 、 （ｂ）を重ね合わせたのが第１０図（ａ）で
ある。
ａ） 、 （ｂ）を重ね合わせたのが第１０図（ａ）で
ある。
キャリア信号７０とｅｕ指令信号あるいはｅｖ指令信号
を比較し、十領域ではどちらか高い方で信号が出力し一
領域ではどちらか低い方で信号が出力する。
を比較し、十領域ではどちらか高い方で信号が出力し一
領域ではどちらか低い方で信号が出力する。
その結果、第１０図（ｂ）の出力電圧ｅｕ、第１０図（
Ｃ）の出力電圧ｅｖ、第１０図（ｄ）のｕ −ｖ相線閾
電圧（ｅ、、−ｅ、 ）が得られる。
Ｃ）の出力電圧ｅｖ、第１０図（ｄ）のｕ −ｖ相線閾
電圧（ｅ、、−ｅ、 ）が得られる。
ここにおいて本発明は、従来方法の難点を克服し、出力
電圧波形からギヤリア周波数前後の高調波を低減する３
相電圧形インバータのパルス幅変調方法を提供すること
を、その目的とする。
電圧波形からギヤリア周波数前後の高調波を低減する３
相電圧形インバータのパルス幅変調方法を提供すること
を、その目的とする。
本発明は、従来の正弦波状の指令信号にその３倍調波の
方形波を重畳して指令信号どすることで、出力波形１８
０°中両側各６０°のみ変調していたのを中央部６０°
にも変調を行なうことにより、線間出力電圧の各パルス
を２分割し、これにより主成分高調波がキャリア周波数
の２倍になり、リッグル電流低減、負荷電動機の発熱低
減となる３相電圧形インバータのパルス幅変調方法でア
ル。
方形波を重畳して指令信号どすることで、出力波形１８
０°中両側各６０°のみ変調していたのを中央部６０°
にも変調を行なうことにより、線間出力電圧の各パルス
を２分割し、これにより主成分高調波がキャリア周波数
の２倍になり、リッグル電流低減、負荷電動機の発熱低
減となる３相電圧形インバータのパルス幅変調方法でア
ル。
本発明の一実施例における各電圧波形図を第１図に示す
。
。
この第１図は、従来方式の第１０図に対応して表わされ
ている。
ている。
すなわち、この実施例は、Ｕ相において、ｅｕ指令信号
がキャリア信号７０と従来では変調させなかった非変調
区間にも変調をかけたものである。
がキャリア信号７０と従来では変調させなかった非変調
区間にも変調をかけたものである。
これにより出力電圧が変る分は、他の相つま（この場合
はＶ相のパルス幅を相当分補正するものである。
はＶ相のパルス幅を相当分補正するものである。
第１図の詳細図において、（ａ）は本発明のＰＷＭ方法
の基本的概念図、（ｂ）は変調をかけられたＵ相出力電
圧ｅｕ、（ｃ）はＶ相出力電圧ｅｖ、 （ｄ）はＵ−Ｖ
相線間室圧（ｅｕ−ｅｖ）をおのおの示している。
の基本的概念図、（ｂ）は変調をかけられたＵ相出力電
圧ｅｕ、（ｃ）はＶ相出力電圧ｅｖ、 （ｄ）はＵ−Ｖ
相線間室圧（ｅｕ−ｅｖ）をおのおの示している。
第２図はそのＰＷＭがわかるようにした連続出力波形図
で、（ａ）はＵ相出力電圧ｅｕ、（ｂ）は■相出力電圧
ｅｖ＋（ｃ）はｕ−ｖ相線閾電圧ｅＩｌ−ｅｖ である
。
で、（ａ）はＵ相出力電圧ｅｕ、（ｂ）は■相出力電圧
ｅｖ＋（ｃ）はｕ−ｖ相線閾電圧ｅＩｌ−ｅｖ である
。
本発明の正弦波の指令信号について、第７図の指令信号
と対比すれば、次のとおりである。
と対比すれば、次のとおりである。
第３図において、（ａ）に従来のＵ相指令信号７１があ
り、（ｂ）にそれの３倍調波の方形波７４を発生させ、
（Ｃ）に表わすような（ａ）と（ｂ）を重畳させた本発
明のＵ相指令信号７５を生成し、半サイクルの中央６０
’においてもキャリア信号による変調を行なわせるので
ある。
り、（ｂ）にそれの３倍調波の方形波７４を発生させ、
（Ｃ）に表わすような（ａ）と（ｂ）を重畳させた本発
明のＵ相指令信号７５を生成し、半サイクルの中央６０
’においてもキャリア信号による変調を行なわせるので
ある。
なお、（ａ）に（ｂ）を重畳させたのに相当する（Ｃ）
の指令信号を発生さればよいのであって、２つのステッ
プを行なう必然性はない。
の指令信号を発生さればよいのであって、２つのステッ
プを行なう必然性はない。
キャリア信号７０による変調度をαとしたとき、重畳さ
せる３倍調波の振幅の従来の振幅に対する比をｋで表わ
せば、３倍調波振幅の最適値曲線が第４図に示される。
せる３倍調波の振幅の従来の振幅に対する比をｋで表わ
せば、３倍調波振幅の最適値曲線が第４図に示される。
その結果、この実施例においてに＝０．２５ とした
ときの出力電圧に生起する高調波次数が第５図のように
表わされる。
ときの出力電圧に生起する高調波次数が第５図のように
表わされる。
第１図、第２図からもわかるように出力電圧のパルス数
が２倍になり、指令信号半サイクルの中央６０°区間に
パルス幅を適当に選択すると、元のキャリア周波数成分
の高調波を最低に′１〜ることかできる。
が２倍になり、指令信号半サイクルの中央６０°区間に
パルス幅を適当に選択すると、元のキャリア周波数成分
の高調波を最低に′１〜ることかできる。
かくして本発明によれば、指令信号の半サイクル中央部
６００区間に新たに変調を実施し、その変調度に相当す
る３倍調波振幅ｋを適当に選定することにより、キャリ
ア周波数前後の高調波、たとえば２９次、３１次高調波
を低減し、高調波主成分の周波数をたとえば５９次、６
１次と倍に上げることができる。
６００区間に新たに変調を実施し、その変調度に相当す
る３倍調波振幅ｋを適当に選定することにより、キャリ
ア周波数前後の高調波、たとえば２９次、３１次高調波
を低減し、高調波主成分の周波数をたとえば５９次、６
１次と倍に上げることができる。
この３倍調波方形波振幅にの最適値は変調度αによって
自由に変えられる（第４図）。
自由に変えられる（第４図）。
これらのことから、本発明は次の効果が得られ、当該分
野に工業的に資するところ大きい。
野に工業的に資するところ大きい。
■ 出力の電流リップルが低減するため負荷電動機の発
熱、振動、騒音が減少する。
熱、振動、騒音が減少する。
■ 出力のピーク電流が低減するので、同一装置でとれ
る最大出力が増加する。
る最大出力が増加する。
■ 直流電源の平滑コンデンサに流れるリップルが減少
するから、コンデンサの小形化が可能である。
するから、コンデンサの小形化が可能である。
第１図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ） 、 （ａ）は
本発明の一実施例における指令信号、キャリア信号、出
力電圧の波形図（基本概念図）、第２図（ａ） 、 （
ｂ） 、 （Ｃ）はそのＰＷＭがわかるようにした連続
出力波形図、第３図（ａ）。 （ｂ） 、 （Ｃ）はこの実施例における指令信号の生
成過程説明図、第４図は本発明の変調度と３倍調波振幅
との最適曲線図、第５図はこの実施例における高調波次
数の電圧分布図、第６図は３相電圧形インバータの回路
構成を表わすブロック図、第７図（ａ）。 （ｂ） 、 （Ｃ）は従来のＰＷＭ方法を示す各相の波
形図、第８図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ）はその変
調された出力電圧波形図、第９図はその高調波次数の電
圧分布図、第１０図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ）
、 （ｄ）は従来の変調方法を表わす詳細説明波形図で
ある。 １〜６・・・スイッチング素子 ７〜１２・・・ダイオード １３・・・直流電源 １４・・・平滑ダイオード １５・・・負荷（電動機） １６・・・ＰＷＭ制御回路 ７０・・・キャリア信号 ７１ 、７２ 、７３−−− ｕ相、■相、Ｗ相指令信
号ｅｕ・・・Ｕ相出力電圧 ｅ７・・・Ｖ相出力電圧 ｅｕ−ｅｖ・・・Ｕ相−■相線間電圧。 出願人代理人 猪 股 清 位相−〉
本発明の一実施例における指令信号、キャリア信号、出
力電圧の波形図（基本概念図）、第２図（ａ） 、 （
ｂ） 、 （Ｃ）はそのＰＷＭがわかるようにした連続
出力波形図、第３図（ａ）。 （ｂ） 、 （Ｃ）はこの実施例における指令信号の生
成過程説明図、第４図は本発明の変調度と３倍調波振幅
との最適曲線図、第５図はこの実施例における高調波次
数の電圧分布図、第６図は３相電圧形インバータの回路
構成を表わすブロック図、第７図（ａ）。 （ｂ） 、 （Ｃ）は従来のＰＷＭ方法を示す各相の波
形図、第８図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ）はその変
調された出力電圧波形図、第９図はその高調波次数の電
圧分布図、第１０図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ）
、 （ｄ）は従来の変調方法を表わす詳細説明波形図で
ある。 １〜６・・・スイッチング素子 ７〜１２・・・ダイオード １３・・・直流電源 １４・・・平滑ダイオード １５・・・負荷（電動機） １６・・・ＰＷＭ制御回路 ７０・・・キャリア信号 ７１ 、７２ 、７３−−− ｕ相、■相、Ｗ相指令信
号ｅｕ・・・Ｕ相出力電圧 ｅ７・・・Ｖ相出力電圧 ｅｕ−ｅｖ・・・Ｕ相−■相線間電圧。 出願人代理人 猪 股 清 位相−〉
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、正弦波状出力電圧をうるようにしたインバータにお
いて、 出力電圧半サイクルの中央６０°の位相区間でもキャリ
ア信号による指令信号の変調を行なわせるようにしたこ
とを特徴とする３相電圧形インバータのパルス幅変調方
法。 ２、指令信号の３倍調波方形波を正弦波状指令信号に重
畳させ、これを指令信号とする特許請求の範囲第１項記
載の３相電圧インバータのパルス幅変調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59130072A JPH088779B2 (ja) | 1984-06-26 | 1984-06-26 | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59130072A JPH088779B2 (ja) | 1984-06-26 | 1984-06-26 | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6110967A true JPS6110967A (ja) | 1986-01-18 |
| JPH088779B2 JPH088779B2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=15025323
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59130072A Expired - Lifetime JPH088779B2 (ja) | 1984-06-26 | 1984-06-26 | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088779B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115589170A (zh) * | 2022-12-13 | 2023-01-10 | 麦田能源有限公司 | 两相逆变器系统及两相逆变器控制方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56159976A (en) * | 1980-02-29 | 1981-12-09 | Int Standard Electric Corp | Method and device for generating 3-phase current by dc-ac converter |
| JPS5886874A (ja) * | 1981-11-18 | 1983-05-24 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
-
1984
- 1984-06-26 JP JP59130072A patent/JPH088779B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56159976A (en) * | 1980-02-29 | 1981-12-09 | Int Standard Electric Corp | Method and device for generating 3-phase current by dc-ac converter |
| JPS5886874A (ja) * | 1981-11-18 | 1983-05-24 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115589170A (zh) * | 2022-12-13 | 2023-01-10 | 麦田能源有限公司 | 两相逆变器系统及两相逆变器控制方法 |
| CN115589170B (zh) * | 2022-12-13 | 2023-03-10 | 麦田能源有限公司 | 两相逆变器系统及两相逆变器控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH088779B2 (ja) | 1996-01-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |