JPH0888578A - アナログ及びディジタル信号に適合された放送用受信器 - Google Patents
アナログ及びディジタル信号に適合された放送用受信器Info
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- JPH0888578A JPH0888578A JP19643095A JP19643095A JPH0888578A JP H0888578 A JPH0888578 A JP H0888578A JP 19643095 A JP19643095 A JP 19643095A JP 19643095 A JP19643095 A JP 19643095A JP H0888578 A JPH0888578 A JP H0888578A
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- signal
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- analog
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- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明はダイレクトＴＶに必要とされるデー
タレートを上回る４０Ｍビット／秒のデータレートが得
られ、ディジタル及びアナログ入力信号に適した受信器
の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明の受信器において約２ＧＨｚの第
１のＩＦ周波及び約１４０ＭＨｚの第２のＩＦ周波によ
り２７ＭＨｚの帯域幅のＦＭ信号の復調が可能になる。
副サンプリングモードにおいて約１００ＭＨｚのサンプ
リング周波数で動作する分解能の低下されたＡ／Ｄ変換
器が７０ＭＨｚの局部発振器の後に接続される。必要な
Ａ／Ｄ変換器の数は１台だけであり、高品質のＦＭ復調
が可能になる。
タレートを上回る４０Ｍビット／秒のデータレートが得
られ、ディジタル及びアナログ入力信号に適した受信器
の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明の受信器において約２ＧＨｚの第
１のＩＦ周波及び約１４０ＭＨｚの第２のＩＦ周波によ
り２７ＭＨｚの帯域幅のＦＭ信号の復調が可能になる。
副サンプリングモードにおいて約１００ＭＨｚのサンプ
リング周波数で動作する分解能の低下されたＡ／Ｄ変換
器が７０ＭＨｚの局部発振器の後に接続される。必要な
Ａ／Ｄ変換器の数は１台だけであり、高品質のＦＭ復調
が可能になる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ（周波数）変
調及びＱＰＳＫ（直交位相シフトキーイング）変調を用
いてアナログ及びディジタル的に伝送され、アナログＩ
Ｆ（中間周波）信号に変換された信号に適合された放送
用受信器に関する。
調及びＱＰＳＫ（直交位相シフトキーイング）変調を用
いてアナログ及びディジタル的に伝送され、アナログＩ
Ｆ（中間周波）信号に変換された信号に適合された放送
用受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＢＳ（直接放送衛星）を介してディジ
タルデータ形式でＴＶ（テレビジョン）信号を伝送する
ディジタルＴＶ放送システムは、数カ国において次世代
ＴＶシステムを目的として開発されている。伝送の点で
ＱＰＳＫ変調方式は、高周波のスペクトルの効率が最も
有効なディジタル変調方式である。提案されたディジタ
ルＱＰＳＫ復調器はアナログＩＦ入力を依然として有
し、このアナログＩＦ入力の後には、同相及び直交位相
成分用のＡ／Ｄ変換器の前にローパスフィルタが設けら
れた直交位相変調器が接続されていると予想される。上
記方法論は、現在アナログＩＦ信号は直接的にディジタ
ル化することが不可能であり、いずれにしても周波数ダ
ウンコンバージョンが必要であるという点で意味があ
る。しかし、他方、高いＩＦ周波数用の直交位相復調器
の実現は困難である。上記ディジタルＱＰＳＫ復調器の
他の重大な欠点は、各々が多量の電力を消費する２台の
Ａ／Ｄ変換器を必要とすることである。
タルデータ形式でＴＶ（テレビジョン）信号を伝送する
ディジタルＴＶ放送システムは、数カ国において次世代
ＴＶシステムを目的として開発されている。伝送の点で
ＱＰＳＫ変調方式は、高周波のスペクトルの効率が最も
有効なディジタル変調方式である。提案されたディジタ
ルＱＰＳＫ復調器はアナログＩＦ入力を依然として有
し、このアナログＩＦ入力の後には、同相及び直交位相
成分用のＡ／Ｄ変換器の前にローパスフィルタが設けら
れた直交位相変調器が接続されていると予想される。上
記方法論は、現在アナログＩＦ信号は直接的にディジタ
ル化することが不可能であり、いずれにしても周波数ダ
ウンコンバージョンが必要であるという点で意味があ
る。しかし、他方、高いＩＦ周波数用の直交位相復調器
の実現は困難である。上記ディジタルＱＰＳＫ復調器の
他の重大な欠点は、各々が多量の電力を消費する２台の
Ａ／Ｄ変換器を必要とすることである。
【０００３】直接的なＩＦサンプリングによって、ある
種の無線応用では従来のアナログ信号処理よりも優れた
費用効果が得られるようになり、衛星放送ＴＶ受像機の
設計においてビデオＩＦ信号のディジタル的な解決策を
除外する必要はなくなったと考えられる。この解決策
は、ＦＭ変調された信号を用いた従来のアナログ的な衛
星放送受信を包含する必要がある。
種の無線応用では従来のアナログ信号処理よりも優れた
費用効果が得られるようになり、衛星放送ＴＶ受像機の
設計においてビデオＩＦ信号のディジタル的な解決策を
除外する必要はなくなったと考えられる。この解決策
は、ＦＭ変調された信号を用いた従来のアナログ的な衛
星放送受信を包含する必要がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ディ
ジタル及びアナログの入力信号に適し、衛星を介したア
ナログ及びディジタル伝送に通常のＡ／Ｄ変換器だけを
使用する上記の形の放送用受信器を提供することであ
る。
ジタル及びアナログの入力信号に適し、衛星を介したア
ナログ及びディジタル伝送に通常のＡ／Ｄ変換器だけを
使用する上記の形の放送用受信器を提供することであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記Ｉ
Ｆ信号は、共にディジタル信号処理方式で動作するＦＭ
復調器及びＱＰＳＫ復調器にその出力が接続され、副サ
ンプリングで動作するＡ／Ｄ変換器にその出力が接続さ
れた周波数ダウンコンバータに供給される。今日では、
多規格適合形のＴＶ受像機は、衛星放送受信器としても
機能する必要がある。このため、屋外ユニットは、多規
格適合形のチューナーによって取り扱われる９５０乃至
１７５０ＭＨｚの範囲の周波数帯域に既にダウンコンバ
ートされた衛星チャンネルを提供する。２重コンバージ
ョン形のチューナーの利点を生かすため第１のＩＦ周波
数は２ＧＨｚの周辺にある。地上及び有線の伝送に対
し、アナログＤＢＳ伝送の場合、ビデオ信号はＦＭ変調
されるので、カーソンの式(Carson formula)に従って約
２７ＭＨｚの非常に高い帯域幅が必要とされる。従っ
て、第１のＩＦ回路内の固定バンドパスフィルタは、２
と３の間の倍数で拡大される必要がある。想定される帯
域幅が地上又は有線の受信に関して略３倍される場合、
第２のＩＦ周波数は、上記関係を維持するため３倍にす
る必要がある。さもなければ、第１のＩＦ帯域上の画像
周波数成分がシステムの性能に悪影響を与えるか、或い
は、必要なアナログフィルタは極度に高価になる。かか
る状況を考慮して、第２のＩＦ周波数は１３０−１４０
ＭＨｚのオーダーであることが必要である。従って、想
定される多規格適合形チューナーは、１４０ＭＨｚの衛
星放送ＩＦ信号用の第２の出力を供給する。
Ｆ信号は、共にディジタル信号処理方式で動作するＦＭ
復調器及びＱＰＳＫ復調器にその出力が接続され、副サ
ンプリングで動作するＡ／Ｄ変換器にその出力が接続さ
れた周波数ダウンコンバータに供給される。今日では、
多規格適合形のＴＶ受像機は、衛星放送受信器としても
機能する必要がある。このため、屋外ユニットは、多規
格適合形のチューナーによって取り扱われる９５０乃至
１７５０ＭＨｚの範囲の周波数帯域に既にダウンコンバ
ートされた衛星チャンネルを提供する。２重コンバージ
ョン形のチューナーの利点を生かすため第１のＩＦ周波
数は２ＧＨｚの周辺にある。地上及び有線の伝送に対
し、アナログＤＢＳ伝送の場合、ビデオ信号はＦＭ変調
されるので、カーソンの式(Carson formula)に従って約
２７ＭＨｚの非常に高い帯域幅が必要とされる。従っ
て、第１のＩＦ回路内の固定バンドパスフィルタは、２
と３の間の倍数で拡大される必要がある。想定される帯
域幅が地上又は有線の受信に関して略３倍される場合、
第２のＩＦ周波数は、上記関係を維持するため３倍にす
る必要がある。さもなければ、第１のＩＦ帯域上の画像
周波数成分がシステムの性能に悪影響を与えるか、或い
は、必要なアナログフィルタは極度に高価になる。かか
る状況を考慮して、第２のＩＦ周波数は１３０−１４０
ＭＨｚのオーダーであることが必要である。従って、想
定される多規格適合形チューナーは、１４０ＭＨｚの衛
星放送ＩＦ信号用の第２の出力を供給する。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明がより良く理解されるよう
以下に添付図面を参照して本発明を説明する。図１にお
いて、屋外局から送られる入力ＩＦ信号は、ＳＡＷ（表
面弾性波）フィルタ１に供給され、次いで、７０ＭＨｚ
の周波数を有する発振器ＬＯによってクロックを印加さ
れたミキサー２に供給される。周波数ダウンコンバート
された信号は回路４の入力３に供給される。回路４に
は、ＡＧＣ（自動利得制御）回路６によって振幅が制御
された増幅器５と、１００ＭＨｚのサンプリング周波数
ｆｓで制御されたＡ／Ｄ変換器７と、バンドパスフィル
タ８と、ＦＭ変調器９と、その出力にＣＶＢＳ信号を発
生するローパスフィルタ１０とが含まれている。更に、
ＱＰＳＫ復調用の０°及び９０°の位相で搬送波を発生
する画像搬送波再生器１１と、ＱＰＳＫ直交位相復調用
の同期復調器１２、１３と、回路４の出力に信号Ｑ、Ｉ
を発生するローパスフィルタ１４、１５とが設けられて
いる。
以下に添付図面を参照して本発明を説明する。図１にお
いて、屋外局から送られる入力ＩＦ信号は、ＳＡＷ（表
面弾性波）フィルタ１に供給され、次いで、７０ＭＨｚ
の周波数を有する発振器ＬＯによってクロックを印加さ
れたミキサー２に供給される。周波数ダウンコンバート
された信号は回路４の入力３に供給される。回路４に
は、ＡＧＣ（自動利得制御）回路６によって振幅が制御
された増幅器５と、１００ＭＨｚのサンプリング周波数
ｆｓで制御されたＡ／Ｄ変換器７と、バンドパスフィル
タ８と、ＦＭ変調器９と、その出力にＣＶＢＳ信号を発
生するローパスフィルタ１０とが含まれている。更に、
ＱＰＳＫ復調用の０°及び９０°の位相で搬送波を発生
する画像搬送波再生器１１と、ＱＰＳＫ直交位相復調用
の同期復調器１２、１３と、回路４の出力に信号Ｑ、Ｉ
を発生するローパスフィルタ１４、１５とが設けられて
いる。
【０００７】以下に図２と共に上記回路の動作を説明す
る。最初、チューナーの出力信号は、隣接するチャンネ
ル信号成分の大部分を抑制する１４０ＭＨｚの中心周波
数でＳＡＷフィルタ１を通過する（図２の（ａ）、
（ｂ）及び（ｃ）を参照のこと）。復調器の入力は、一
般的に、有効な信号と、共通−チャンネル及び２本の隣
接するチャンネルの妨害信号との和により構成される。
次のミキサー段２は、７５ＭＨｚ周辺のＩＦ信号への周
波数偏移を実現する６０乃至７０Ｈｚの間の局部発振周
波数で動作する（図２の（ｄ）及び（ｅ）を参照のこ
と）。ダウンコンバートされたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換
器７に入力する前に内部的な帯域通過制限を有するＡＧ
Ｃ増幅器５に供給される。ＡＧＣ増幅器５は、量子化ノ
イズを最小限に維持するようＡ／Ｄ変換器７のダイナミ
ックレンジの全体を確実に高める必要がある。Ａ／Ｄ変
換器７のサンプリング周波数は、ＳＡＷフィルタ１の減
衰が十分ではない場合に隣接するチャンネル信号の残留
部によって占められる可能性のある十分広い周波数空間
を周期的なスペクトルの間に得るため１００ＭＨｚにま
で達する必要がある（図２の（ｆ）を参照のこと）。Ａ
／Ｄ変換器７は副サンプリングモードで作動されるが、
帯域制限された入力信号によるエイリアシングの問題が
生じることはない。高いサンプリング周波数のため、Ａ
／Ｄ変換器７の効率的なダイナミック分解能は、公称的
な分解能に関し幾分低下させることが可能である。ＦＭ
変調に起因する歪みは無視し得ることが期待される。次
の適応的に制御された帯域幅を有するバンドパスフィル
タ８（図２の（ｇ）を参照のこと）は、隣接するチャン
ネルの信号の残留部が最小限に抑えられた所望の信号を
選択する。ＦＭ復調器９は、ＩＦ信号をＣＶＢＳ信号と
副搬送波変調された音響信号に変換し、上記ＣＶＢＳ信
号と副搬送波変調された音響信号はローパス及びバンド
パスフィルタによって分離される必要がある。特に、次
の色復号化部に対しサンプリングレートがそのクロック
周波数に適合される必要がある。従って、ローパスフィ
ルタは、サンプリングレート変換器としても使用され
る。
る。最初、チューナーの出力信号は、隣接するチャンネ
ル信号成分の大部分を抑制する１４０ＭＨｚの中心周波
数でＳＡＷフィルタ１を通過する（図２の（ａ）、
（ｂ）及び（ｃ）を参照のこと）。復調器の入力は、一
般的に、有効な信号と、共通−チャンネル及び２本の隣
接するチャンネルの妨害信号との和により構成される。
次のミキサー段２は、７５ＭＨｚ周辺のＩＦ信号への周
波数偏移を実現する６０乃至７０Ｈｚの間の局部発振周
波数で動作する（図２の（ｄ）及び（ｅ）を参照のこ
と）。ダウンコンバートされたＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換
器７に入力する前に内部的な帯域通過制限を有するＡＧ
Ｃ増幅器５に供給される。ＡＧＣ増幅器５は、量子化ノ
イズを最小限に維持するようＡ／Ｄ変換器７のダイナミ
ックレンジの全体を確実に高める必要がある。Ａ／Ｄ変
換器７のサンプリング周波数は、ＳＡＷフィルタ１の減
衰が十分ではない場合に隣接するチャンネル信号の残留
部によって占められる可能性のある十分広い周波数空間
を周期的なスペクトルの間に得るため１００ＭＨｚにま
で達する必要がある（図２の（ｆ）を参照のこと）。Ａ
／Ｄ変換器７は副サンプリングモードで作動されるが、
帯域制限された入力信号によるエイリアシングの問題が
生じることはない。高いサンプリング周波数のため、Ａ
／Ｄ変換器７の効率的なダイナミック分解能は、公称的
な分解能に関し幾分低下させることが可能である。ＦＭ
変調に起因する歪みは無視し得ることが期待される。次
の適応的に制御された帯域幅を有するバンドパスフィル
タ８（図２の（ｇ）を参照のこと）は、隣接するチャン
ネルの信号の残留部が最小限に抑えられた所望の信号を
選択する。ＦＭ復調器９は、ＩＦ信号をＣＶＢＳ信号と
副搬送波変調された音響信号に変換し、上記ＣＶＢＳ信
号と副搬送波変調された音響信号はローパス及びバンド
パスフィルタによって分離される必要がある。特に、次
の色復号化部に対しサンプリングレートがそのクロック
周波数に適合される必要がある。従って、ローパスフィ
ルタは、サンプリングレート変換器としても使用され
る。
【０００８】ＤＢＳ−バンド計画は、ＷＡＲＣ’７７の
仕様で定められた。これにより、最大の信号の帯域幅は
２７ＭＨｚに固定され、ＤＢＳ衛星のトランスポンダの
帯域幅はそれに応じて設計された。従って、２７ＭＨｚ
の信号帯域幅は、Ｄ−ＤＢＳシステムにダイレクトＴＶ
の提案に記載されたデータレートよりも高い約４０Ｍビ
ット／秒の正味のデータレートを割り当てる安定した仕
様であると考えてよい。この数字は、ＴＣＭ−８ ＰＳ
Ｋ変調の様な変調方式が、帯域幅効率は良いが電力効率
の悪い振幅変調方式（１６ＱＡＭのような）の代りに用
いられることを意味する。この点は衛星トランスポンダ
のような著しく非線形のチャンネルが使用される場合に
非常に重要である。
仕様で定められた。これにより、最大の信号の帯域幅は
２７ＭＨｚに固定され、ＤＢＳ衛星のトランスポンダの
帯域幅はそれに応じて設計された。従って、２７ＭＨｚ
の信号帯域幅は、Ｄ−ＤＢＳシステムにダイレクトＴＶ
の提案に記載されたデータレートよりも高い約４０Ｍビ
ット／秒の正味のデータレートを割り当てる安定した仕
様であると考えてよい。この数字は、ＴＣＭ−８ ＰＳ
Ｋ変調の様な変調方式が、帯域幅効率は良いが電力効率
の悪い振幅変調方式（１６ＱＡＭのような）の代りに用
いられることを意味する。この点は衛星トランスポンダ
のような著しく非線形のチャンネルが使用される場合に
非常に重要である。
【０００９】ディジタル的に伝送されたビデオ信号を受
信するため、アナログ的な前処理ブロックを残しておい
てもよい。ディジタル部において、直交位相ミキサーと
空間搬送波再生器がＱＰＳＫ変調された信号を復調する
ために付け加えられる。搬送波再生器は、図１には示さ
れていないディジタル的なＱＰＳＫ復調器によって制御
してもよい。その出力に同相及び直交位相のシンボルパ
ターンを発生させるため、直交位相復調器の後にローパ
スフィルタが接続されている。これにより、ディジタル
直交位相復調がＩ及びＱチャンネルの間に位相と振幅の
一致の問題を何ら生ずることなく実現される利点が得ら
れる。その上、アナログＦＭ伝送のディジタル化を考慮
するならば、従来のＱＰＳＫ復調器において２台、或い
は、場合によっては３台のＡ／Ｄ変換器が必要とされる
のに対し、上記アーキテクチャーの場合には１台のＡ／
Ｄ変換器しか必要とされない。
信するため、アナログ的な前処理ブロックを残しておい
てもよい。ディジタル部において、直交位相ミキサーと
空間搬送波再生器がＱＰＳＫ変調された信号を復調する
ために付け加えられる。搬送波再生器は、図１には示さ
れていないディジタル的なＱＰＳＫ復調器によって制御
してもよい。その出力に同相及び直交位相のシンボルパ
ターンを発生させるため、直交位相復調器の後にローパ
スフィルタが接続されている。これにより、ディジタル
直交位相復調がＩ及びＱチャンネルの間に位相と振幅の
一致の問題を何ら生ずることなく実現される利点が得ら
れる。その上、アナログＦＭ伝送のディジタル化を考慮
するならば、従来のＱＰＳＫ復調器において２台、或い
は、場合によっては３台のＡ／Ｄ変換器が必要とされる
のに対し、上記アーキテクチャーの場合には１台のＡ／
Ｄ変換器しか必要とされない。
【００１０】
【発明の効果】本発明により得られる主要な利点は以下
の通りである。提案されたアーキテクチャーは、衛星Ｉ
Ｆ信号がアナログ又はディジタル信号の何れの場合にも
ディジタル化されることを可能にする。選択された変調
方式のロバスト性により、通常のビデオ応用に関して、
分解能が低下されたＡ／Ｄ変換器をより高いサンプリン
グ周波数で利用することが可能になる。更に、ディジタ
ル化に必要なＡ／Ｄ変換器の数は、電力消費を最低限に
抑える従来の解決法の場合に２又は３台であるのに対
し、１台に過ぎない。一方、ディジタル信号処理を利用
することにより、ＦＭ復調及びＱＰＳＫ復調が高品質で
行われる。それにも係わらず、必要なアナログ成分の数
はかなり少ない。
の通りである。提案されたアーキテクチャーは、衛星Ｉ
Ｆ信号がアナログ又はディジタル信号の何れの場合にも
ディジタル化されることを可能にする。選択された変調
方式のロバスト性により、通常のビデオ応用に関して、
分解能が低下されたＡ／Ｄ変換器をより高いサンプリン
グ周波数で利用することが可能になる。更に、ディジタ
ル化に必要なＡ／Ｄ変換器の数は、電力消費を最低限に
抑える従来の解決法の場合に２又は３台であるのに対
し、１台に過ぎない。一方、ディジタル信号処理を利用
することにより、ＦＭ復調及びＱＰＳＫ復調が高品質で
行われる。それにも係わらず、必要なアナログ成分の数
はかなり少ない。
【図１】本発明に従って動作するテレビジョン受像機の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】アナログ衛星ＩＦ信号をディジタルＩＦ信号に
変換する周波数スペクトルを示す図である。
変換する周波数スペクトルを示す図である。
１ ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタ ２ ミキサー ３ 入力 ４ 回路 ５ 増幅器 ６ ＡＧＣ（自動利得制御）回路 ７ Ａ／Ｄ変換器 ８ バンドパスフィルタ ９ ＦＭ変調器 １０，１４，１５ ローパスフィルタ １１ 画像搬送波再生器 １２，１３ 同期復調器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｎ 7/20
Claims (3)
- 【請求項１】 ＦＭ変調及びＱＰＳＫ変調を用いてアナ
ログ及びディジタル的に伝送され、アナログＩＦ信号に
変換される信号に適合された放送用受信器であって：該
ＩＦ信号は、共にディジタル信号処理方式で動作するＦ
Ｍ復調器及びＱＰＳＫ復調器にその出力が接続され、副
サンプリングで動作するＡ／Ｄ変換器にその出力が接続
された周波数ダウンコンバータに供給されることを特徴
とする受信器。 - 【請求項２】 上記Ａ／Ｄ変換器は約１００ＭＨｚのサ
ンプリング周波数で動作することを特徴とする請求項１
記載の受信器。 - 【請求項３】 上記サンプリング周波数は、上記信号の
２本のスペクトルが該サンプリング周波数の下にあるよ
うな値を有することを特徴とする請求項１記載の受信
器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP94401828 | 1994-08-08 | ||
| FR94401828:2 | 1994-08-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0888578A true JPH0888578A (ja) | 1996-04-02 |
Family
ID=8218033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19643095A Pending JPH0888578A (ja) | 1994-08-08 | 1995-08-01 | アナログ及びディジタル信号に適合された放送用受信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0888578A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002076975A (ja) * | 2000-08-17 | 2002-03-15 | Samsung Electronics Co Ltd | デジタルダウンコンバータ、及び受信機 |
| JP2002544703A (ja) * | 1999-05-07 | 2002-12-24 | コネクサント システムズ，アイエヌシー． | 受信機回路 |
| WO2007040176A1 (ja) * | 2005-10-03 | 2007-04-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 受信装置 |
| EP1195017B1 (en) * | 1999-05-10 | 2017-03-01 | Raytheon Company | A digital phased array antenna |
-
1995
- 1995-08-01 JP JP19643095A patent/JPH0888578A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002544703A (ja) * | 1999-05-07 | 2002-12-24 | コネクサント システムズ，アイエヌシー． | 受信機回路 |
| EP1195017B1 (en) * | 1999-05-10 | 2017-03-01 | Raytheon Company | A digital phased array antenna |
| JP2002076975A (ja) * | 2000-08-17 | 2002-03-15 | Samsung Electronics Co Ltd | デジタルダウンコンバータ、及び受信機 |
| WO2007040176A1 (ja) * | 2005-10-03 | 2007-04-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 受信装置 |
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