JPH0897060A - 高調波電流抑制器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高調波電流の影響を効果的に抑止し得る高調
波電流抑制器を提供すること。 【構成】 負荷と電源間に介挿されて並列的に接続され
る二つのコイル２，２を同一の環状主磁路３に同一方向
へ巻回して配設し、かつ夫々のコイル２，２にその内側
から外側へ、環状主磁路３に比して飽和磁束量が小さな
環状バイパス磁路５，５を形成したものであるから、両
コイル２，２に基本周波数の電流が流れると、環状主磁
路３で打ち消しあい、高調波が両コイル２，２に流れる
と、この高調波では環状バイパス磁路５を飽和させるこ
とができないから、該環状バイパス磁路５，５により逆
起電力が発生し、高調波に対するインダクタンスは大き
くなる。このため、該高調波電流のみを有効に低減する
ことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高調波電流の影響を抑
止するための高調波電流抑制器に関する。

【０００２】

【従来の技術】最近、都市部において高調波障害が原因
とみられるコンデンサ設備の爆発，焼損，停電等の事故
が多発している。この高調波は、産業用機器や、家庭用
電化製品等に内蔵されている整流器やサイリスタ等の半
導体が発生源となっており、この高調波電流が、送・配
電線を経由して発電機にまで逆流し、その電圧降下によ
り配電電圧を歪ませたり、高調波成分がノイズ成分とな
って機器に影響を与える等により、上述の種々の事故の
発生源となっている。この高調波で特に現在問題となっ
ているのは、第５高調波，第７高調波である。

【０００３】図８はこの高調波による波形歪を表わすも
のであり、基本波形成分Ａに、高調波成分Ｂが合成さ
れ、歪波形Ｃとなることがわかる。

【０００４】この対策として、進相コンデンサにあって
は、該コンデンサに用いられる直列リアクトルのリアク
タンスを大きくして第５高調波の流入量を抑制するとい
った手段が講ぜられる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の直列
リアクトルは、インバータ等が実用化される前の高調波
の量も少ない状況下において、専ら用いられてきたもの
であり、インバータやコンピュータの急速な普及に伴
い、高調波が著しく増加している状況下においては有効
に対応できず、進相コンデンサだけでなく、その対策用
の直列リアクトル自体にも加熱焼損が発生することとも
なっている。

【０００６】すなわち、よく用いられている直列リアク
トル（６％Ｌ）を使用したときの、第５調波におけるコ
ンデンサとリアクトルの合成インピーダンスは、基本周
波数時のコンデンサのリアクタンス値の１０％にしかな
らない。従って、この場合の直列リアクトルはコンデン
サ回路を電源からみて誘導性負荷にしたに過ぎず、コン
デンサ回路に流入してきた高調波電流抑制に対してはま
ったく効果を持たないに等しい。

【０００７】さらには、１３％直列リアクトルを用いて
も、その合成インピーダンスは４５％になるだけであ
り、基本周波数時のコンデンサのリアクタンス値と同じ
値の合成インピーダンスを第５長波で持つには、２４％
リアクトルを使用しなければならない。そして２４％リ
アクトルを使用すれば、単にリアクトルのリアクタンス
を大きくするにとどまらず、基本周波数におけるリアク
トルの電圧降下を生じ、さらには、コンデンサは電圧が
６％リアクトルよりも大きくなり、過熱する。またリア
クトルの鉄損（ヒステリシス損、渦電流損）が大きくな
り冷却が問題となる。

【０００８】このように直列リアクトルでは抑制能力が
低く、充分な抑止効果を挙げていない。そこで、従来で
は、直列リアクトルを用いるだけではなく、コンデンサ
回路を難燃化機器に統一したり、温度上昇検出用の保護
回路を設けたり、コンデンサの異常を検出する回路を設
けて回路を開放し停電等を防止したり、さらには高調波
チェッカーを用いて高調波レベルを監視する、等の対策
を合わせて講じる必要があった。

【０００９】また、直列リアクトルは基本周波数の鉄損
があり、大寸法及び大重量となって高価であると共に、
例えば、第５高調波のリアクタンスが基本周波数のリア
クタンスの５倍にしかならず、かつ主磁路の鉄芯の断面
積は、基本周波数磁束と、高調波磁束の合計から決定し
なけらばならない等、設計が面倒であり、さらにはギャ
ップを有するので、騒音が変圧器よりも大きい等の問題
点もあった。

【００１０】本発明は、高調波電流の抑制能力が大き
く、小型化，軽量化を実現できる高調波電流抑制器の提
供を目的とするものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、負荷と電源間
に介挿されて並列的に接続される二つのコイルを、同一
の環状主磁路に同一方向へ巻回して配設し、かつ夫々の
コイルにその内側から外側へ、前記主磁路に比して飽和
磁束量が小さな環状バイパス磁路を形成したことを特徴
とする高調波電流抑制器である。

【００１２】このような高調波電流抑制器の一例として
は、負荷と電源間に介挿されて並列的に接続される二つ
のコイルを、同一の環状主鉄芯に同一方向へ巻回して配
設し、かつ前記環状主鉄芯に比して飽和磁束量が小さな
バイパス鉄芯を、両コイルの前後間を短絡するようにし
て環状主鉄芯に橋渡して構成することができる。

【００１３】

【作用】両コイルに基本周波数の電流が流れると磁束が
発生するが、両コイルの磁束方向は対向しているため、
主磁路で打ち消しあう。従って、この主磁路によって
は、逆起電力を生じない。一方、磁束は環状バイパス磁
路にも流れるが、この磁路の飽和磁束量は小さく、従っ
て基本周波数成分による磁束量は大きいから直に飽和状
態となり、磁束の変化が無しとなって、同様に逆起電力
を生じない。このため、基本周波数に対するインダクタ
ンスは小さい。

【００１４】一方、高調波が両コイルに流れると、この
高調波では環状バイパス磁路を飽和させることができな
いから、該環状バイパス磁路により逆起電力が発生す
る。このため、高調波に対するインダクタンスは大きく
なる。

【００１５】従って、この高調波電流抑制器に電流を流
すと、高調波のみが環状バイパス磁路により逆起電力を
受け、該高調波電流のみが低減することとなる。

【００１６】

【実施例】添付図面について本発明の一実施例を説明す
る。

【００１７】図１，２は本発明の一実施例を示す。

【００１８】ここで本発明に係る高調波電流抑制器１
は、負荷Ｌと電源Ｓ間に介挿される。この高調波電流抑
制器１は並列的に接続される二つのコイル２，２を、同
一の矩形環状主鉄芯３の両側に同一方向へ巻回して配設
される。そして、環状主鉄芯３の上下部をバイパス鉄芯
４で橋渡して、両コイル２，２の前後間を短絡するよう
にしている。前記バイパス鉄芯４は、その横断面積を、
環状主鉄芯３の横断面積に比して小さくし、これにより
バイパス鉄芯４を環状主鉄芯３に比して飽和磁束量を小
さなものとしている。そして、後述するように環状主鉄
芯３により環状主磁路を構成し、該環状主鉄芯３とバイ
パス鉄芯４とで環状バイパス磁路５，５を構成してい
る。

【００１９】次にかかる構成の一般的特性につき説明す
る。

【００２０】ａ）磁気飽和を起こさない場合

【００２１】前記コイル２，２に夫々電圧を印加する
と、電流が流れて、磁束が発生するが、主磁路では両巻
線の位相が逆となり、磁束方向が対向しているため、両
巻線の磁束は、磁気抵抗の低いバイパス鉄芯４へ流れて
加算される。ここでバイパス鉄芯４が次の（１）式を満
足する断面積をもっていれば、環状主鉄芯３とバイパス
鉄芯４とで構成される環状バイパス磁路５，５を磁束が
還流することでコイル２，２に逆起電力が生じ、巻線の
インダクタンスは（２）式で表わされることとなる。こ
こで、図１矢線は、磁束の経路を示す。

【００２２】 Ｓ＝Ｅ／（２^1/2 πｆＮＢ） （１）

【００２３】ここで、Ｓ；断面積［ｍ² ］ Ｅ；電圧
［Ｖ］ ｆ；周波数［Ｈｚ］ Ｎ；巻数 Ｂ；磁束密度
［Wb／ｍ² ］

【００２４】 Ｌ＝４πＮ² Ｓμ_s ×１０^-7／ｌ （２）

【００２５】ここで、Ｌ；インダクタンス［Ｈ］ Ｓ；
バイパス鉄芯断面積［ｍ² ］ μ_s ；バイパス鉄芯の比透磁率 ｌ；鉄芯の磁路長
［ｍ］

【００２６】ｂ）磁気飽和を起こす場合

【００２７】電圧印加に伴って、コイル２，２に発生し
た磁束が、磁気抵抗の低いバイパス鉄芯４（バイパス磁
路５，５）へ流れた場合に、バイパス鉄芯４（バイパス
磁路５，５）が（１）式を満足する断面積よりも小さい
断面積しか有していなければ、バイパス磁路は磁気飽和
状態になる。このときの磁気飽和開始角を（３）式に示
す。

【００２８】 α＝２×sin ^-1（４．４４ｆＮＢＳ／Ｅ）^1/2 （３） ここで、α；磁気飽和開始角

【００２９】ところでバイパス磁路５，５が磁気飽和を
起こすと磁気抵抗が著しく増大するため磁束はバイパス
鉄芯４を通らず、主磁路（主鉄芯３）上で打ち消しあ
う。このとき、一部の磁束は打ち消しあうことなく還流
し漏れ磁束となる。漏れ磁束による電圧降下は変圧器の
リアクタンスとまったく同じ式で計算ができる。従っ
て、コイル２，２を同軸対称配置にしたり、交互配置に
することでリアクタンスを小さくすることができる。図
２に磁束の経路を示す。

【００３０】このときの巻線のインダクタンスは次の
（４）式によって求めたリアクタンスを２πｆで除すこ
とで求められる。

【００３１】 Ｘ_L ＝ 7.9ｆＮ² Ｕ_m κ（ｄ＋２ａ／３）×10^-6／ｈ （４）

【００３２】ここで、Ｘ_L ；漏れリアクタンス［Ω］
Ｕ_m ；コイルの平均周長［ｍ］ κ；ロゴスキー係数 ｄ；コイルの間隔長［ｍ］ ａ；
コイルの厚み［ｍ］ ｈ；コイルの高さ［ｍ］

【００３３】高調波電流抑制器１は上述した特性を備え
るものである。そこで、実際の電流に対する応答特性を
述べる。

【００３４】電源電圧が印加されると、その中の基本周
波数成分については、そのコイル２，２に発生する磁束
は大きく、従って、（３）式で定まる磁気飽和開始角度
で、バイパス鉄芯４で磁気飽和を起こす。そしてバイパ
ス鉄芯４で磁気飽和を起こすと、磁気抵抗が著しく大き
くなり、バイパス磁路を通らず漏れ磁束を除いて環状主
鉄芯３で打ち消しあう。このため、コイル２，２のリア
クタンスは磁気飽和期間中漏れリアクタンスとほぼ等し
くなり、回路の基本周波数電流に対してはほとんど影響
を与えない。従って電圧降下も回路電圧に対して巻線を
交互配置にすれば、変圧器の漏れリアクタンスは通常２
〜５％であることから、４％程度に納めることができ
る。また、交互配置等のコイル構造を取ればさらに小さ
くすることも可能となる。

【００３５】一方、高調波電圧による磁束ではバイパス
磁路が磁気飽和を起こさないため、高調波磁束だけがバ
イパス磁路を通って、打ち消しあうことなく還流する。
このため高調波電流に対しては（２）式で決まる励磁イ
ンダクタンスにより抑制される。ここで対象となる周波
数は商用周波数に対して数倍の周波数であるから、励磁
電流を回路電流の５％以下に押えることは何ら難しいこ
とではなく、巻鉄芯型のバイパス磁路を採用するなら、
簡単に１％以下にすることもできる。

【００３６】また基本周波におけるリアクタンスに対す
る高調波におけるリアクタンスの比は、少なくとも百倍
以上になり、普通のリアクトルのリアクタンスが周波数
に比例する程度であることと比較すると、高調波電流抑
制器１のリアクタンス変化の大きさが理解される。

【００３７】図５は、かかる構成の高調波電流抑制器１
と、他の従来機器とのリアクタンスを比較したものであ
る。この図から高調波次数が大きくなるにつれて、当該
高調波に対するリアクタンスが大きくなることが解る。

【００３８】また図６は、高調波電流抑制器１と、他の
従来機器との電流を比較したものである。ここでｆ₁
（基本周波数）は１に近い程よく、ｆ₃ 〜ｆ₁₁は小さい
程よい。

【００３９】さらに図７は合成電流と、共振周波数とを
比較したものである。この合成電流は小さいほど良く、
また共振周波数はないほうが良い。

【００４０】上述の構成にあっては、バイパス鉄芯４に
よりバイパス磁路を構成するものであるが、基本周波に
おいては、このバイパス鉄芯４は飽和路としての役割を
有するのみであり、コイル２，２で発生した磁束は環状
主鉄芯３上の主磁路で打ち消しあうこととなる。従っ
て、バイパス鉄芯４は、高調波電圧との関係において、
はじめて意味を有するものといえる。そこで、環状主鉄
芯３とは別異にバイパス磁路を設けるようにしても良
い。図３，４はその一例を示す。

【００４１】すなわち、コイル２，２に環状主鉄芯から
なる環状主磁路１１を設けると共に、各コイル２，２
に、夫々その内側から外側へ、前記主磁路１１に比して
飽和磁束量が小さな環状バイパス磁路１０を形成したも
のである。この環状バイパス磁路１０，１０は、飽和磁
束量が小さくなるように断面積が環状主磁路１１に比し
て著しく小さくすることが可能なアモルファス金属等か
らなる可撓性薄膜状金属材を用いて、前記コイル２，２
の内外周を絶縁材を介して巻回することにより容易に構
成され得る。この構成にあっても、基本周波において発
生する磁束は環状主磁路１１上で相互に打ち消され、か
つ各コイル２，２の環状バイパス磁路１０，１０では飽
和状態となる。そして一方、高調波にあっては、各環状
バイパス磁路１０，１０で非飽和状態を維持して磁束が
還流し、上述と同様に、高調波電流に対しては（２）式
で決まる励磁インダクタンスにより抑制され、而して、
高調波電流のみが低減されることとなる。

【００４２】図４は、かかる構成の具体例を示し、前記
コイル２，２の内外に絶縁層１３，１３を介してＵ字形
金属片１４，１４を対向状に当接して環状構造とし、こ
れにより環状バイパス磁路１０を周設したものである。
この環状バイパス磁路１０も絶縁層１５により、主磁路
１１と絶縁するようにする。

【００４３】前記環状バイパス磁路１０，１０の構成手
段としては、可撓性薄膜状金属材，環状鉄板等により構
成される。さらには磁性粉体を環状に保持して構成して
も良い。

【００４４】

【発明の効果】本発明は、負荷と電源間に介挿されて並
列的に接続される二つのコイルを、同一の環状主磁路に
同一方向へ巻回して配設し、かつ夫々のコイルにその内
側から外側へ、前記主磁路に比して飽和磁束量が小さな
環状バイパス磁路を形成したものであるから、両コイル
に基本周波数の電流が流れると、主磁路で打ち消しあ
い、高調波が両コイルに流れると、この高調波では環状
バイパス磁路を飽和させることができずに、該環状バイ
パス磁路により逆起電力が発生し、高調波に対するイン
ダクタンスは大きくなる。このため、該高調波電流のみ
を有効に低減することができる。そして、これを従来の
直列リアクトルに比較すると、高調波電流の抑制能力
が、飛躍的に向上するのみではなく、基本周波時の鉄損
が発生せず、騒音はバイパス磁路のみに発生するから小
さく、鉄芯の断面積を小さくできて小寸法、小重量とす
ることができ、かつ構造が簡易，軽量かつ低廉であり、
さらには設計が容易である等の利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】第一実施例の非飽和状態を示す回路図である。

【図２】第一実施例の飽和状態を示す回路図である。

【図３】第二実施例の回路図である。

【図４】要部の縦断側面図である。

【図５】本発明と従来機器とのリアクタンスの比較図で
ある。

【図６】本発明と従来機器との電流の比較図である。

【図７】本発明と従来機器との合成電流及び共振周波数
の比較図である。

【図８】歪波形Ｃの成り立ちを示す波形図である。

【符号の説明】

１ 高調波電流抑制器 ２，２ コイル ３ 環状主鉄芯（環状主磁路） ４ バイパス鉄芯 ５，５ 環状バイパス磁路 １０，１０ 環状バイパス磁路 １１ 環状主磁路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】負荷と電源間に介挿されて並列的に接続さ
   れる二つのコイルを、同一の環状主磁路に同一方向へ巻
   回して配設し、かつ夫々のコイルにその内側から外側
   へ、前記主磁路に比して飽和磁束量が小さな環状バイパ
   ス磁路を形成したことを特徴とする高調波電流抑制器。
2. 【請求項２】負荷と電源間に介挿されて並列的に接続さ
   れる二つのコイルを、同一の環状主鉄芯に同一方向へ巻
   回して配設し、かつ前記環状主鉄芯に比して飽和磁束量
   が小さなバイパス鉄芯を、両コイルの前後間を短絡する
   ようにして環状主鉄芯に橋渡したことを特徴とする請求
   項１記載の高調波電流抑制器。