JPH0898434A - 照明装置 - Google Patents
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- JPH0898434A JPH0898434A JP6231537A JP23153794A JPH0898434A JP H0898434 A JPH0898434 A JP H0898434A JP 6231537 A JP6231537 A JP 6231537A JP 23153794 A JP23153794 A JP 23153794A JP H0898434 A JPH0898434 A JP H0898434A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 29
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 16
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 27
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
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- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流電源の電圧変動によらずに補助電源への
充電を行うことが可能であると共に、瞬時に停電を検出
可能な照明装置を提供する． 【構成】 平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHをツェナ
−ダイオ−ドＺＤ1 ，ＺＤ2 ，抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23で
分圧して得られる基準電圧Ｖ3 と、コンデンサＣ 1 の両
端電圧Ｖ2 とを比較器ＣＯ1 で比較出力する。比較器Ｃ
Ｏ1 の出力をＲＳフリップフロップ２のセット（Ｓ）端
子に、平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHをＲＳフリッ
プフロップ２のリセット（Ｒ）端子に入力し、ＲＳフリ
ップフロップ２の”−Ｑ”端子からの出力によりスイッ
チング素子Ｑ1 を制御する。また、抵抗Ｒ26の両端電圧
Ｖ10によりスイッチング素子Ｑ6 を制御する。 【効果】 交流電源の電圧変動によらずに補助電源への
充電を行うことが可能であると共に、瞬時に停電を検出
可能な照明装置を提供できる。
充電を行うことが可能であると共に、瞬時に停電を検出
可能な照明装置を提供する． 【構成】 平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHをツェナ
−ダイオ−ドＺＤ1 ，ＺＤ2 ，抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23で
分圧して得られる基準電圧Ｖ3 と、コンデンサＣ 1 の両
端電圧Ｖ2 とを比較器ＣＯ1 で比較出力する。比較器Ｃ
Ｏ1 の出力をＲＳフリップフロップ２のセット（Ｓ）端
子に、平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHをＲＳフリッ
プフロップ２のリセット（Ｒ）端子に入力し、ＲＳフリ
ップフロップ２の”−Ｑ”端子からの出力によりスイッ
チング素子Ｑ1 を制御する。また、抵抗Ｒ26の両端電圧
Ｖ10によりスイッチング素子Ｑ6 を制御する。 【効果】 交流電源の電圧変動によらずに補助電源への
充電を行うことが可能であると共に、瞬時に停電を検出
可能な照明装置を提供できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、照明負荷を点灯させる
照明装置に関するものであり、更に詳しくは照明装置の
非常用電源、及び停電の検出回路に関するものである。
照明装置に関するものであり、更に詳しくは照明装置の
非常用電源、及び停電の検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、照明装置に於いて、交流電源の電
圧変動に対して定電流で、非常用電源となるコンデンサ
を充電する為の、コンデンサへの充電電流の位相を制御
する方法があり、その回路例を図８に示す。（第１従来
例） 交流電源ＶacをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢ
で全波整流した脈流電圧Ｖ1 と、整流器ＤＢの正の端子
よりスイッチング素子Ｑ2 ，ダイオ−ドＤ2 を介して直
列接続された電源ＢＡＴＴとの差電圧を、スイッチング
素子Ｑ2 ，ダイオ−ドＤ2 ，電源ＢＡＴＴ，抵抗Ｒ5 を
介してコンデンサＣ1 に充電して非常時の電源とする。
圧変動に対して定電流で、非常用電源となるコンデンサ
を充電する為の、コンデンサへの充電電流の位相を制御
する方法があり、その回路例を図８に示す。（第１従来
例） 交流電源ＶacをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢ
で全波整流した脈流電圧Ｖ1 と、整流器ＤＢの正の端子
よりスイッチング素子Ｑ2 ，ダイオ−ドＤ2 を介して直
列接続された電源ＢＡＴＴとの差電圧を、スイッチング
素子Ｑ2 ，ダイオ−ドＤ2 ，電源ＢＡＴＴ，抵抗Ｒ5 を
介してコンデンサＣ1 に充電して非常時の電源とする。
【０００３】コンデンサＣ1 を充電する充電電流Ｉの位
相制御はスイッチング素子Ｑ2 により行い、スイッチン
グ素子Ｑ2 の制御は抵抗Ｒ8 を介してスイッチング素子
Ｑ2のベ−スとグランドとの間に接続されたスイッチン
グ素子Ｑ1 により行う。抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により外部電源
Ｖｒｅｆを分圧した基準電圧Ｖ3Hと、コンデンサＣ1の
両端電圧Ｖ2 とを、抵抗Ｒ3 を介して抵抗Ｒ2 の両端に
接続されたスイッチング素子Ｑ3 がオフしている時は、
比較器ＣＯ1 により比較出力してＮＯＴゲ−ト（Ｎ1 ）
を介してスイッチング素子Ｑ1 のベ−スに入力すること
によりスイッチング素子Ｑ1 を制御する。
相制御はスイッチング素子Ｑ2 により行い、スイッチン
グ素子Ｑ2 の制御は抵抗Ｒ8 を介してスイッチング素子
Ｑ2のベ−スとグランドとの間に接続されたスイッチン
グ素子Ｑ1 により行う。抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により外部電源
Ｖｒｅｆを分圧した基準電圧Ｖ3Hと、コンデンサＣ1の
両端電圧Ｖ2 とを、抵抗Ｒ3 を介して抵抗Ｒ2 の両端に
接続されたスイッチング素子Ｑ3 がオフしている時は、
比較器ＣＯ1 により比較出力してＮＯＴゲ−ト（Ｎ1 ）
を介してスイッチング素子Ｑ1 のベ−スに入力すること
によりスイッチング素子Ｑ1 を制御する。
【０００４】また、スイッチング素子Ｑ3 がオンしてい
る時は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 により外部電源Ｖｒｅｆを分圧
した基準電圧Ｖ3Lと、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 と
を、比較器ＣＯ1 により比較出力してスイッチング素子
Ｑ1 のベ−スに入力することによりスイッチング素子Ｑ
1 を制御する。ここで、 Ｒ2 ＞Ｒ3 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１） とすると、 Ｖ3H＞Ｖ3L ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） となる。
る時は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 により外部電源Ｖｒｅｆを分圧
した基準電圧Ｖ3Lと、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 と
を、比較器ＣＯ1 により比較出力してスイッチング素子
Ｑ1 のベ−スに入力することによりスイッチング素子Ｑ
1 を制御する。ここで、 Ｒ2 ＞Ｒ3 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１） とすると、 Ｖ3H＞Ｖ3L ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） となる。
【０００５】スイッチング素子Ｑ3 のベ−ス端子には比
較器ＣＯ1 の出力端が接続され、比較器ＣＯ1 の出力に
よりスイッチング素子Ｑ3 の制御を行い、スイッチング
素子Ｑ2 のベ−ス・エミッタ間には抵抗Ｒ7 が、コンデ
ンサＣ1 の両端には抵抗Ｒ6が、抵抗Ｒ5 と抵抗Ｒ6 と
の直列回路の両端には抵抗Ｒ4 が接続されている。
較器ＣＯ1 の出力端が接続され、比較器ＣＯ1 の出力に
よりスイッチング素子Ｑ3 の制御を行い、スイッチング
素子Ｑ2 のベ−ス・エミッタ間には抵抗Ｒ7 が、コンデ
ンサＣ1 の両端には抵抗Ｒ6が、抵抗Ｒ5 と抵抗Ｒ6 と
の直列回路の両端には抵抗Ｒ4 が接続されている。
【０００６】次に、図９を用いて動作を簡単に説明す
る。先ずスイッチング素子Ｑ3 がオンした状態でコンデ
ンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 が基準電圧Ｖ3Lより低くなる
と、比較器ＣＯ1 はロ−（Ｌ）レベルの信号を出力し、
スイッチング素子Ｑ3 はオフされる。スイッチング素子
Ｑ3 がオフすると、基準電圧Ｖ3 はＶ3LからＶ3Hに変化
する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ1 ）を介してＨレベルの
信号が入力されるスイッチング素子Ｑ1 はオンする。ス
イッチング素子Ｑ1 がオンするとスイッチング素子Ｑ2
のベ−ス電圧が低下するので、スイッチング素子Ｑ2 は
オンされる。この場合、脈流電圧Ｖ1 が電源ＢＡＴＴよ
りも低ければ充電電流Ｉは流れないのでコンデンサＣ1
は充電されない。脈流電圧Ｖ1 が電源ＢＡＴＴよりも高
くなると、充電電流Ｉがスイッチング素子Ｑ2 ，ダイオ
−ドＤ2 ，電源ＢＡＴＴ，抵抗Ｒ5 を介して流れてコン
デンサＣ1 が充電され、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ5 とで
決まる時定数によってコンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ 2 は
上昇していく。
る。先ずスイッチング素子Ｑ3 がオンした状態でコンデ
ンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 が基準電圧Ｖ3Lより低くなる
と、比較器ＣＯ1 はロ−（Ｌ）レベルの信号を出力し、
スイッチング素子Ｑ3 はオフされる。スイッチング素子
Ｑ3 がオフすると、基準電圧Ｖ3 はＶ3LからＶ3Hに変化
する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ1 ）を介してＨレベルの
信号が入力されるスイッチング素子Ｑ1 はオンする。ス
イッチング素子Ｑ1 がオンするとスイッチング素子Ｑ2
のベ−ス電圧が低下するので、スイッチング素子Ｑ2 は
オンされる。この場合、脈流電圧Ｖ1 が電源ＢＡＴＴよ
りも低ければ充電電流Ｉは流れないのでコンデンサＣ1
は充電されない。脈流電圧Ｖ1 が電源ＢＡＴＴよりも高
くなると、充電電流Ｉがスイッチング素子Ｑ2 ，ダイオ
−ドＤ2 ，電源ＢＡＴＴ，抵抗Ｒ5 を介して流れてコン
デンサＣ1 が充電され、コンデンサＣ1 と抵抗Ｒ5 とで
決まる時定数によってコンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ 2 は
上昇していく。
【０００７】コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 が基準電圧
Ｖ3Hを越えると、比較器ＣＯ1 はＨレベルの信号を出力
し、スイッチング素子Ｑ3 はオンされ、基準電圧Ｖ3 は
Ｖ3HからＶ3Lに変化する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ1 ）
を介してＬレベルの信号が入力されるスイッチング素子
Ｑ1 はオフするので、スイッチング素子Ｑ2 もオフさ
れ、充電電流Ｉは流れない。この場合、コンデンサＣ1
は抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ6を介して放電され、コンデンサ
Ｃ1 と抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ6 とで決まる時定数によって
コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 は低下していく。以上の
様な動作を繰り返してコンデンサＣ1 は充放電し、充電
電流Ｉは制御される。図９の斜線部Ａに示す部分が充電
電流Ｉが流れている部分を示す。ここで基準電圧Ｖ3Hを
変化させることにより、斜線部Ａの面積が変化するので
充電電流Ｉを変化させることができる。
Ｖ3Hを越えると、比較器ＣＯ1 はＨレベルの信号を出力
し、スイッチング素子Ｑ3 はオンされ、基準電圧Ｖ3 は
Ｖ3HからＶ3Lに変化する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ1 ）
を介してＬレベルの信号が入力されるスイッチング素子
Ｑ1 はオフするので、スイッチング素子Ｑ2 もオフさ
れ、充電電流Ｉは流れない。この場合、コンデンサＣ1
は抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ6を介して放電され、コンデンサ
Ｃ1 と抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ6 とで決まる時定数によって
コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 は低下していく。以上の
様な動作を繰り返してコンデンサＣ1 は充放電し、充電
電流Ｉは制御される。図９の斜線部Ａに示す部分が充電
電流Ｉが流れている部分を示す。ここで基準電圧Ｖ3Hを
変化させることにより、斜線部Ａの面積が変化するので
充電電流Ｉを変化させることができる。
【０００８】しかし、基準電圧Ｖ3Hが一定でも図１０に
示す様に交流電源Ｖacが変化すると、斜線部Ａの面積が
変化するので充電電流Ｉが変化してしまう。つまり交流
電源Ｖacが低下すると、充電電流Ｉは上昇してしまうと
いう、第１の問題点が生じる。
示す様に交流電源Ｖacが変化すると、斜線部Ａの面積が
変化するので充電電流Ｉが変化してしまう。つまり交流
電源Ｖacが低下すると、充電電流Ｉは上昇してしまうと
いう、第１の問題点が生じる。
【０００９】上記第１の問題点に対して、交流電源Ｖac
が変動しても斜線部Ａの面積を略一定に保つ為に、図１
２の回路図に示す様に抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 との接点Ｂとダイ
オ−ドＤ1 のカソ−ド端子とを抵抗Ｒ9 で接続して基準
電圧Ｖ3Hが交流電源Ｖacの変動に併せて図１３に示す様
に変化させることにより、図１１に示す様に交流電源Ｖ
acが変動しても斜線部Ａを略一定にできる。（第２従来
例） しかし、交流電源Ｖacが低下しすぎると、図１４に示す
様に充電電流Ｉは常に流れてしまうことになる。つま
り、交流電源Ｖacの大きな変動に対しては充電電流Ｉを
制御しきれないという第２の問題点も生じる。
が変動しても斜線部Ａの面積を略一定に保つ為に、図１
２の回路図に示す様に抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 との接点Ｂとダイ
オ−ドＤ1 のカソ−ド端子とを抵抗Ｒ9 で接続して基準
電圧Ｖ3Hが交流電源Ｖacの変動に併せて図１３に示す様
に変化させることにより、図１１に示す様に交流電源Ｖ
acが変動しても斜線部Ａを略一定にできる。（第２従来
例） しかし、交流電源Ｖacが低下しすぎると、図１４に示す
様に充電電流Ｉは常に流れてしまうことになる。つま
り、交流電源Ｖacの大きな変動に対しては充電電流Ｉを
制御しきれないという第２の問題点も生じる。
【００１０】上記第２の問題点に対して、交流電源Ｖac
が略一定値以下になった場合は、基準電圧Ｖ3 を零Ｖと
してコンデンサＣ1 への充電を停止する方法があり、そ
の回路例を図１５に示す。（第３従来例） 図１２に示した第２従来例の回路と異なる点は、抵抗Ｒ
2 の両端にスイッチング素子Ｑ4 を並列接続し、交流電
源Ｖacが略一定値以下になった場合は、平滑コンデンサ
ＣＨの両端電圧ＶCHを抵抗Ｒ10，Ｒ11で分圧した電圧Ｖ
4 と、外部電源ＶT とを比較器ＣＯ2 で比較出力したハ
イ（Ｈ）レベルの信号によりスイッチング素子Ｑ4 をオ
ンしてスイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 を
オフすることにより、充電電流Ｉを停止する様にしたも
のであり、その他の第２従来例と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ11と並
列接続されたコンデンサＣ2 はノイズ除去用のコンデン
サであり、基準電圧Ｖ3Hと脈流電圧Ｖ1 との関係は、図
１６に示す様になる。
が略一定値以下になった場合は、基準電圧Ｖ3 を零Ｖと
してコンデンサＣ1 への充電を停止する方法があり、そ
の回路例を図１５に示す。（第３従来例） 図１２に示した第２従来例の回路と異なる点は、抵抗Ｒ
2 の両端にスイッチング素子Ｑ4 を並列接続し、交流電
源Ｖacが略一定値以下になった場合は、平滑コンデンサ
ＣＨの両端電圧ＶCHを抵抗Ｒ10，Ｒ11で分圧した電圧Ｖ
4 と、外部電源ＶT とを比較器ＣＯ2 で比較出力したハ
イ（Ｈ）レベルの信号によりスイッチング素子Ｑ4 をオ
ンしてスイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 を
オフすることにより、充電電流Ｉを停止する様にしたも
のであり、その他の第２従来例と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ11と並
列接続されたコンデンサＣ2 はノイズ除去用のコンデン
サであり、基準電圧Ｖ3Hと脈流電圧Ｖ1 との関係は、図
１６に示す様になる。
【００１１】従来、照明装置の電源回路に於いて、停電
の検出を行う方法としては平滑コンデンサＣＨの両端電
圧ＶCHを検出するものがあり、その回路例を図１７に示
す。（第４従来例） 交流電源ＶacをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢ
で全波整流した脈流電圧Ｖ1 を平滑コンデンサＣＨで平
滑した電圧ＶCHを、ダイオ−ドＤ1 を介して抵抗Ｒ10，
Ｒ11で分圧した抵抗Ｒ11の両端電圧Ｖ4 と、基準電圧Ｖ
S とを比較器ＣＯ3 で比較出力して、抵抗Ｒ11の両端電
圧Ｖ4 が基準電圧ＶS を下回ることにより停電を検知し
て、Ｈレベルの停電検出信号Ｓ2 を得る。Ｈレベルの停
電検出信号Ｓ2 が制御回路１に入力されると制御回路１
は非常点灯状態に切り換える。なお、抵抗Ｒ11と並列接
続されたコンデンサＣ2 はノイズ除去用のコンデンサで
ある。
の検出を行う方法としては平滑コンデンサＣＨの両端電
圧ＶCHを検出するものがあり、その回路例を図１７に示
す。（第４従来例） 交流電源ＶacをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢ
で全波整流した脈流電圧Ｖ1 を平滑コンデンサＣＨで平
滑した電圧ＶCHを、ダイオ−ドＤ1 を介して抵抗Ｒ10，
Ｒ11で分圧した抵抗Ｒ11の両端電圧Ｖ4 と、基準電圧Ｖ
S とを比較器ＣＯ3 で比較出力して、抵抗Ｒ11の両端電
圧Ｖ4 が基準電圧ＶS を下回ることにより停電を検知し
て、Ｈレベルの停電検出信号Ｓ2 を得る。Ｈレベルの停
電検出信号Ｓ2 が制御回路１に入力されると制御回路１
は非常点灯状態に切り換える。なお、抵抗Ｒ11と並列接
続されたコンデンサＣ2 はノイズ除去用のコンデンサで
ある。
【００１２】しかし、上記第４従来例に於いて、平滑コ
ンデンサＣＨ，コンデンサＣ2 ，抵抗Ｒ10，Ｒ11とで決
まる時定数により、図１８に示す様に抵抗Ｒ11の両端電
圧Ｖ 4 が基準電圧ＶS を下回るまでに時間を要する（例
えば無負荷時は時間ｔ0 を要する。）ので、停電が瞬時
に検知できない。交流電源Ｖacのピ−ク値の低下の検知
に要する時間が長くなると、周囲温度が異常上昇した際
などは、非常点灯状態への切り換えが行えず不点灯にな
ってしまい、また、ダウントランスＴの２次電圧の変動
が大きいと停電の検出レベルにばらつきが生じてしま
う、という第３の問題点が生じる。
ンデンサＣＨ，コンデンサＣ2 ，抵抗Ｒ10，Ｒ11とで決
まる時定数により、図１８に示す様に抵抗Ｒ11の両端電
圧Ｖ 4 が基準電圧ＶS を下回るまでに時間を要する（例
えば無負荷時は時間ｔ0 を要する。）ので、停電が瞬時
に検知できない。交流電源Ｖacのピ−ク値の低下の検知
に要する時間が長くなると、周囲温度が異常上昇した際
などは、非常点灯状態への切り換えが行えず不点灯にな
ってしまい、また、ダウントランスＴの２次電圧の変動
が大きいと停電の検出レベルにばらつきが生じてしま
う、という第３の問題点が生じる。
【００１３】上記第３の問題点を解決する方法として、
脈流電圧Ｖ1 のピ−ク電圧を検出するものがあり、その
回路例を図１９に示す。（第５従来例） 脈流電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ15，Ｒ16で分圧した電圧Ｖ5 と、
外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ17，Ｒ18で分圧した電圧Ｖ6
とを比較器ＣＯ4 で比較して、電圧Ｖ5 が電圧Ｖ6 を下
回ることにより停電を検知する。停電を検知すると、比
較器ＣＯ4 はＬレベルの信号Ｓ3 をスイッチング素子Ｑ
7 のベ−スに入力して、スイッチング素子Ｑ7 をオフす
る。スイッチング素子Ｑ7 がオフすると、外部電源Ｖｒ
ｅｆより定電流源充電電流ＩDCを介してコンデンサＣ3
は充電され、コンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3が時間ｔ1
を要して徐々に上昇して、基準電圧Ｖ7 を上回ると、比
較器ＣＯ5 よりＨレベルの停電検出信号Ｓ2 が制御回路
１に入力される。Ｈレベル停電検出信号Ｓ2 が制御回路
１に入力されると制御回路１は非常点灯状態に切り換え
る。
脈流電圧Ｖ1 のピ−ク電圧を検出するものがあり、その
回路例を図１９に示す。（第５従来例） 脈流電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ15，Ｒ16で分圧した電圧Ｖ5 と、
外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ17，Ｒ18で分圧した電圧Ｖ6
とを比較器ＣＯ4 で比較して、電圧Ｖ5 が電圧Ｖ6 を下
回ることにより停電を検知する。停電を検知すると、比
較器ＣＯ4 はＬレベルの信号Ｓ3 をスイッチング素子Ｑ
7 のベ−スに入力して、スイッチング素子Ｑ7 をオフす
る。スイッチング素子Ｑ7 がオフすると、外部電源Ｖｒ
ｅｆより定電流源充電電流ＩDCを介してコンデンサＣ3
は充電され、コンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3が時間ｔ1
を要して徐々に上昇して、基準電圧Ｖ7 を上回ると、比
較器ＣＯ5 よりＨレベルの停電検出信号Ｓ2 が制御回路
１に入力される。Ｈレベル停電検出信号Ｓ2 が制御回路
１に入力されると制御回路１は非常点灯状態に切り換え
る。
【００１４】この様に構成することで、時間ｔ1 以内に
停電を検出できるので、停電検出に要する時間が短くす
ることが可能である。（図２０）
停電を検出できるので、停電検出に要する時間が短くす
ることが可能である。（図２０）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、第３従来例に
於いて、ダウントランスＴの２次電圧の変動が大きい場
合は以下の様な第４の問題点が生じる。
於いて、ダウントランスＴの２次電圧の変動が大きい場
合は以下の様な第４の問題点が生じる。
【００１６】先ず、交流電源Ｖacの低下によりスイッチ
ング素子Ｑ4 がオンして充電電流Ｉが停止すると、負荷
側のインピ−ダンスが上昇するので、ダウントランスＴ
の２次電圧が上昇、つまり平滑コンデンサＣＨの両端電
圧ＶCHが上昇する。平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCH
が上昇して外部電源ＶT を上回ると、再びスイッチング
素子Ｑ4 がオンして充電電流Ｉが流れる。充電電流Ｉが
流れると負荷側のインピ−ダンスが低下して、ダウント
ランスＴの２次電圧が低下、つまり平滑コンデンサＣＨ
の両端電圧ＶCHが低下する。平滑コンデンサＣＨの両端
電圧ＶCHが低下して外部電源ＶT を下回ると、再びスイ
ッチング素子Ｑ4 がオフして充電電流Ｉが停止する。こ
の様に、ダウントランスＴの２次電圧変動によって充電
電流Ｉの停止と流れることとが繰り返されてしまうとい
う第４の問題点が生じる。
ング素子Ｑ4 がオンして充電電流Ｉが停止すると、負荷
側のインピ−ダンスが上昇するので、ダウントランスＴ
の２次電圧が上昇、つまり平滑コンデンサＣＨの両端電
圧ＶCHが上昇する。平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCH
が上昇して外部電源ＶT を上回ると、再びスイッチング
素子Ｑ4 がオンして充電電流Ｉが流れる。充電電流Ｉが
流れると負荷側のインピ−ダンスが低下して、ダウント
ランスＴの２次電圧が低下、つまり平滑コンデンサＣＨ
の両端電圧ＶCHが低下する。平滑コンデンサＣＨの両端
電圧ＶCHが低下して外部電源ＶT を下回ると、再びスイ
ッチング素子Ｑ4 がオフして充電電流Ｉが停止する。こ
の様に、ダウントランスＴの２次電圧変動によって充電
電流Ｉの停止と流れることとが繰り返されてしまうとい
う第４の問題点が生じる。
【００１７】また、上記第５従来例に於いて、負荷側の
インピ−ダンスが変化するなどにより脈流電圧Ｖ1 のピ
−ク電圧値が変動すると、正確な停電検出が不可能にな
る、という第５の問題点が生じる。
インピ−ダンスが変化するなどにより脈流電圧Ｖ1 のピ
−ク電圧値が変動すると、正確な停電検出が不可能にな
る、という第５の問題点が生じる。
【００１８】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、交流電源の電圧変動によ
らずに補助電源への充電を行うことが可能であると共
に、瞬時に停電を検出可能な照明装置を提供することで
ある。
で、その目的とするところは、交流電源の電圧変動によ
らずに補助電源への充電を行うことが可能であると共
に、瞬時に停電を検出可能な照明装置を提供することで
ある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決する為
に、請求項１記載の発明によれば、通常は交流電源で動
作し、交流電源のピ−ク値が低下すると補助電源で動作
して照明負荷を点灯させる共に、補助電源となるコンデ
ンサと、コンデンサを充放電する充電制御手段と、照明
負荷の消灯を検出する停電検出手段とを少なくとも備え
る照明装置に於いて、充電制御手段は、交流電源が定格
値付近では交流電源の電圧変動に対してコンデンサの充
電電流を略一定にし、交流電源が定格値より徐々に小さ
くなると、充電電流の値を徐々に小さくするものである
ことを特徴とする。
に、請求項１記載の発明によれば、通常は交流電源で動
作し、交流電源のピ−ク値が低下すると補助電源で動作
して照明負荷を点灯させる共に、補助電源となるコンデ
ンサと、コンデンサを充放電する充電制御手段と、照明
負荷の消灯を検出する停電検出手段とを少なくとも備え
る照明装置に於いて、充電制御手段は、交流電源が定格
値付近では交流電源の電圧変動に対してコンデンサの充
電電流を略一定にし、交流電源が定格値より徐々に小さ
くなると、充電電流の値を徐々に小さくするものである
ことを特徴とする。
【００２０】請求項２記載の発明によれば、通常は交流
電源で動作し、交流電源のピ−ク値が低下すると補助電
源で動作して照明負荷を点灯させる共に、補助電源とな
るコンデンサと、コンデンサを充放電する充電制御手段
と、照明負荷の消灯を検出する停電検出手段とを少なく
とも備える照明装置に於いて、充電制御手段は、交流電
源が定格値付近では交流電源電圧変動に対してコンデン
サの充電電流を略一定にし、交流電源が定格値より小さ
くなると、充電電流の位相幅を小さくするものであるこ
とを特徴とする。
電源で動作し、交流電源のピ−ク値が低下すると補助電
源で動作して照明負荷を点灯させる共に、補助電源とな
るコンデンサと、コンデンサを充放電する充電制御手段
と、照明負荷の消灯を検出する停電検出手段とを少なく
とも備える照明装置に於いて、充電制御手段は、交流電
源が定格値付近では交流電源電圧変動に対してコンデン
サの充電電流を略一定にし、交流電源が定格値より小さ
くなると、充電電流の位相幅を小さくするものであるこ
とを特徴とする。
【００２１】請求項３記載の発明によれば、通常は交流
電源で動作し、交流電源のピ−ク値が低下すると補助電
源で動作して照明負荷を点灯させる共に、補助電源とな
るコンデンサと、コンデンサを充放電する充電制御手段
と、照明負荷の消灯を検出する停電検出手段とを少なく
とも備える照明装置に於いて、充電制御手段は、通常状
態と交流電源のピ−ク値が低下した状態とを切り換える
場合に、充電電流の位相幅を略一定値以下に保つことを
特徴とする。
電源で動作し、交流電源のピ−ク値が低下すると補助電
源で動作して照明負荷を点灯させる共に、補助電源とな
るコンデンサと、コンデンサを充放電する充電制御手段
と、照明負荷の消灯を検出する停電検出手段とを少なく
とも備える照明装置に於いて、充電制御手段は、通常状
態と交流電源のピ−ク値が低下した状態とを切り換える
場合に、充電電流の位相幅を略一定値以下に保つことを
特徴とする。
【００２２】請求項４記載の発明によれば、停電検出手
段は、コンデンサの両端電圧が設定値に達すると、交流
電源のピ−ク値の低下を検知するものであることを特徴
とする。
段は、コンデンサの両端電圧が設定値に達すると、交流
電源のピ−ク値の低下を検知するものであることを特徴
とする。
【００２３】
【作用】請求項１記載の発明によれば、交流電源が定格
値付近では、電源電圧変動に対してコンデンサＣ1 の定
電流充電を行い、交流電源が定格値以下になった場合
は、コンデンサＣ1 への充電電流値を絞る。
値付近では、電源電圧変動に対してコンデンサＣ1 の定
電流充電を行い、交流電源が定格値以下になった場合
は、コンデンサＣ1 への充電電流値を絞る。
【００２４】請求項２記載の発明によれば、交流電源が
定格値付近では、電源電圧変動に対してコンデンサＣ1
の定電流充電を行い、交流電源が定格値以下になった場
合は、コンデンサＣ1 への充電電流の位相幅を絞る。
定格値付近では、電源電圧変動に対してコンデンサＣ1
の定電流充電を行い、交流電源が定格値以下になった場
合は、コンデンサＣ1 への充電電流の位相幅を絞る。
【００２５】請求項３記載の発明によれば、通常状態と
交流電源のピ−ク値の低下状態とを切り換える場合に、
コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ1 がゆっくりと変化する様
に、充放電電流の位相幅を一定値以下に、且つ充放電電
流の位相幅を徐々に大きくしていく。
交流電源のピ−ク値の低下状態とを切り換える場合に、
コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ1 がゆっくりと変化する様
に、充放電電流の位相幅を一定値以下に、且つ充放電電
流の位相幅を徐々に大きくしていく。
【００２６】請求項４記載の発明によれば、交流電源の
ピ−ク値の低下によりコンデンサＣ 1 の放電が行われず
に充電を継続する場合、コンデンサＣ1 の両端電圧が一
定値に達すると、停電検出手段により交流電源のピ−ク
値の低下、つまり照明負荷の消灯を検知する。
ピ−ク値の低下によりコンデンサＣ 1 の放電が行われず
に充電を継続する場合、コンデンサＣ1 の両端電圧が一
定値に達すると、停電検出手段により交流電源のピ−ク
値の低下、つまり照明負荷の消灯を検知する。
【００２７】
（実施例１）図１は、本発明に係る第１実施例の回路
図、図２は脈流電圧Ｖ1 と基準電圧Ｖ 3 との関係を示す
特性図であり、図１５に示した第３従来例と異なる点
は、平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHをツェナ−ダイ
オ−ドＺＤ1 を介して抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23で分圧し
て、抵抗Ｒ23の両端電圧を基準電圧Ｖ3 として比較器Ｃ
Ｏ1に入力すると共に、比較器ＣＯ1 の出力をＲＳフリ
ップフロップ２のセット（Ｓ）端子に入力し、平滑コン
デンサＣＨの両端電圧ＶCHを抵抗Ｒ20，スイッチング素
子Ｑ6 を介してＲＳフリップフロップ２のリセット
（Ｒ）端子に入力し、ＲＳフリップフロップ２の”−
Ｑ”端子からの出力によりスイッチング素子Ｑ1 を制御
する様にし、また、整流器ＤＢの出力端に抵抗Ｒ25，Ｒ
26の直列回路を並列接続して、抵抗Ｒ26の両端電圧Ｖ10
をスイッチング素子Ｑ6 のベ−ス・エミッタ間に印加し
てスイッチング素子Ｑ6 を制御する様にしたことであ
り、その他の第３従来例と同一構成には同一符号を付す
ことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ 22，Ｒ23の直
列回路の両端にはツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 が並列接続
されている。
図、図２は脈流電圧Ｖ1 と基準電圧Ｖ 3 との関係を示す
特性図であり、図１５に示した第３従来例と異なる点
は、平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHをツェナ−ダイ
オ−ドＺＤ1 を介して抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ23で分圧し
て、抵抗Ｒ23の両端電圧を基準電圧Ｖ3 として比較器Ｃ
Ｏ1に入力すると共に、比較器ＣＯ1 の出力をＲＳフリ
ップフロップ２のセット（Ｓ）端子に入力し、平滑コン
デンサＣＨの両端電圧ＶCHを抵抗Ｒ20，スイッチング素
子Ｑ6 を介してＲＳフリップフロップ２のリセット
（Ｒ）端子に入力し、ＲＳフリップフロップ２の”−
Ｑ”端子からの出力によりスイッチング素子Ｑ1 を制御
する様にし、また、整流器ＤＢの出力端に抵抗Ｒ25，Ｒ
26の直列回路を並列接続して、抵抗Ｒ26の両端電圧Ｖ10
をスイッチング素子Ｑ6 のベ−ス・エミッタ間に印加し
てスイッチング素子Ｑ6 を制御する様にしたことであ
り、その他の第３従来例と同一構成には同一符号を付す
ことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ 22，Ｒ23の直
列回路の両端にはツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 が並列接続
されている。
【００２８】次に、図２を用いて動作を簡単に説明す
る。平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHがツェナ−ダイ
オ−ドＺＤ1 とツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 とをオンさせ
るのに必要な最小値を最小電圧ＶX 、ツェナ−ダイオ−
ドＺＤ1 ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 のツェナ−電圧を
ＶZD1 ，ＶZD2 とすると、 ＶX ＝｛（Ｒ21＋Ｒ22＋Ｒ23）／（Ｒ22＋Ｒ23）｝×ＶZD2 ・・・（３） となり、 ＶCH≧ＶX ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４） の場合、 Ｖ3 ≧｛Ｒ23／（Ｒ22＋Ｒ23）｝×ＶZD2 ・・・・・・・・・・・（５） となる。
る。平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHがツェナ−ダイ
オ−ドＺＤ1 とツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 とをオンさせ
るのに必要な最小値を最小電圧ＶX 、ツェナ−ダイオ−
ドＺＤ1 ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 のツェナ−電圧を
ＶZD1 ，ＶZD2 とすると、 ＶX ＝｛（Ｒ21＋Ｒ22＋Ｒ23）／（Ｒ22＋Ｒ23）｝×ＶZD2 ・・・（３） となり、 ＶCH≧ＶX ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４） の場合、 Ｖ3 ≧｛Ｒ23／（Ｒ22＋Ｒ23）｝×ＶZD2 ・・・・・・・・・・・（５） となる。
【００２９】先ず平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHが
最小電圧ＶX 以上の場合、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ1 と
ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 とはオンしているので、ツェ
ナ−ダイオ−ドの電圧電流（ＶF −充電電流ＩF 特性）
を利用すると、図２に示す様に平滑コンデンサＣＨの
両端電圧ＶCHの上昇に対して基準電圧Ｖ3 は上昇すると
共に、傾きは図１２に示した傾きと略同一にすることに
より、コンデンサＣ1の定電流充電を行うことが可能で
ある。なお、抵抗Ｒ1 を変化させることによりツェナ−
ダイオ−ドＺＤ1 ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 に流れる
電流ＩF1，ＩF2の値を変化させることができる。
最小電圧ＶX 以上の場合、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ1 と
ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 とはオンしているので、ツェ
ナ−ダイオ−ドの電圧電流（ＶF −充電電流ＩF 特性）
を利用すると、図２に示す様に平滑コンデンサＣＨの
両端電圧ＶCHの上昇に対して基準電圧Ｖ3 は上昇すると
共に、傾きは図１２に示した傾きと略同一にすることに
より、コンデンサＣ1の定電流充電を行うことが可能で
ある。なお、抵抗Ｒ1 を変化させることによりツェナ−
ダイオ−ドＺＤ1 ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 に流れる
電流ＩF1，ＩF2の値を変化させることができる。
【００３０】次に平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶCHが
ツェナ−電圧ＶZD1 以上で最小電圧ＶX 以下の場合、ツ
ェナ−ダイオ−ドＺＤ1 はオフ、ツェナ−ダイオ−ドＺ
Ｄ2はオンするので、図２に示す様に平滑コンデンサ
ＣＨの両端電圧ＶCHの上昇に対して基準電圧Ｖ3 は上昇
すると共に、傾きは抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 を変化するこ
とにより容易に設定できるが、この場合にダウントラン
スＴの２次電圧変動によるコンデンサＣ1 への充電電流
Ｉの停止と再開との繰り返し現象を解消するので、あま
り傾きを大きくすることができないと共に、傾きが小さ
いと交流電源Ｖ acの低下時にコンデンサＣ1 への充電電
流の位相幅が大きくなり停電検出が正確にできないの
で、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 により適切な傾きを設定する
必要がある。
ツェナ−電圧ＶZD1 以上で最小電圧ＶX 以下の場合、ツ
ェナ−ダイオ−ドＺＤ1 はオフ、ツェナ−ダイオ−ドＺ
Ｄ2はオンするので、図２に示す様に平滑コンデンサ
ＣＨの両端電圧ＶCHの上昇に対して基準電圧Ｖ3 は上昇
すると共に、傾きは抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 を変化するこ
とにより容易に設定できるが、この場合にダウントラン
スＴの２次電圧変動によるコンデンサＣ1 への充電電流
Ｉの停止と再開との繰り返し現象を解消するので、あま
り傾きを大きくすることができないと共に、傾きが小さ
いと交流電源Ｖ acの低下時にコンデンサＣ1 への充電電
流の位相幅が大きくなり停電検出が正確にできないの
で、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 により適切な傾きを設定する
必要がある。
【００３１】この場合、基準電圧Ｖ3 がＣ1 の両端電圧
Ｖ2 を下回ると、コンデンサＣ1 は充電から抵抗Ｒ6 を
介しての放電を行う。平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ
CHがツェナ−電圧ＶZD1 以下になると、ツェナ−ダイオ
−ドＺＤ1 ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 共にオフするの
で、図２に示す様に基準電圧Ｖ3 は零になり、コンデ
ンサＣ1 への充電が停止してコンデンサＣ1 は抵抗Ｒ6
を介して放電する。なお、コンデンサＣ1 への充放電の
制御は、スイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2
を制御することにより容易に行うことができるが、スイ
ッチング素子Ｑ 1 ，スイッチング素子Ｑ2 の制御は、セ
ット（Ｓ）信号をリセット（Ｒ）信号よりも優先する様
なＲＳフリップフロップ２を用いて行う。
Ｖ2 を下回ると、コンデンサＣ1 は充電から抵抗Ｒ6 を
介しての放電を行う。平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ
CHがツェナ−電圧ＶZD1 以下になると、ツェナ−ダイオ
−ドＺＤ1 ，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ2 共にオフするの
で、図２に示す様に基準電圧Ｖ3 は零になり、コンデ
ンサＣ1 への充電が停止してコンデンサＣ1 は抵抗Ｒ6
を介して放電する。なお、コンデンサＣ1 への充放電の
制御は、スイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2
を制御することにより容易に行うことができるが、スイ
ッチング素子Ｑ 1 ，スイッチング素子Ｑ2 の制御は、セ
ット（Ｓ）信号をリセット（Ｒ）信号よりも優先する様
なＲＳフリップフロップ２を用いて行う。
【００３２】以下にその動作を簡単に説明する。コンデ
ンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 が基準電圧Ｖ3 よりも低い場合
は、比較器ＣＯ 1 はＬレベルの信号をＲＳフリップフロ
ップ２のＳ端子に入力するのでＲ端子に入力される信号
に係わらず”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力してス
イッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 をオンする
ので、コンデンサＣ1 は充電される。
ンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 が基準電圧Ｖ3 よりも低い場合
は、比較器ＣＯ 1 はＬレベルの信号をＲＳフリップフロ
ップ２のＳ端子に入力するのでＲ端子に入力される信号
に係わらず”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力してス
イッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 をオンする
ので、コンデンサＣ1 は充電される。
【００３３】コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 が基準電圧
Ｖ3 よりも高い場合は、比較器ＣＯ 1 はＨレベルの信号
をＲＳフリップフロップ２のＳ端子にセット信号として
入力するので”−Ｑ”端子はＬレベルの信号を出力して
スイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 をオフ
し、コンデンサＣ1 への充電が停止する。
Ｖ3 よりも高い場合は、比較器ＣＯ 1 はＨレベルの信号
をＲＳフリップフロップ２のＳ端子にセット信号として
入力するので”−Ｑ”端子はＬレベルの信号を出力して
スイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 をオフ
し、コンデンサＣ1 への充電が停止する。
【００３４】抵抗Ｒ25，Ｒ26で脈流電圧Ｖ1 のゼロクロ
ス検出を行ってスイッチング素子Ｑ 6 をオフすると、平
滑コンデンサＣＨの正側の端子より抵抗Ｒ20を介してＲ
端子にＨレベルのリセット信号を入力してＲＳフリップ
フロップ２の”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力して
スイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 を再びオ
ンして、コンデンサＣ1 は充電を再開する。
ス検出を行ってスイッチング素子Ｑ 6 をオフすると、平
滑コンデンサＣＨの正側の端子より抵抗Ｒ20を介してＲ
端子にＨレベルのリセット信号を入力してＲＳフリップ
フロップ２の”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力して
スイッチング素子Ｑ1 ，スイッチング素子Ｑ2 を再びオ
ンして、コンデンサＣ1 は充電を再開する。
【００３５】この様に構成したことにより、交流電源Ｖ
acの変動に対して定格値付近では定電流でコンデンサＣ
1 の充電を行い、定格値以下ではコンデンサＣ1 への充
電電流を絞ることにより、コンデンサＣ1 への充電電流
の位相幅を一定値以下にすることが可能となる。
acの変動に対して定格値付近では定電流でコンデンサＣ
1 の充電を行い、定格値以下ではコンデンサＣ1 への充
電電流を絞ることにより、コンデンサＣ1 への充電電流
の位相幅を一定値以下にすることが可能となる。
【００３６】（実施例２）図３は、本発明に係る第２実
施例の回路図であり、図１に示した第１実施例と異なる
点は、抵抗Ｒ23の両端に抵抗Ｒ26とコンデンサＣ5 との
直列回路を並列接続し、コンデンサＣ5 の両端にスイッ
チング素子Ｑ9 を並列接続し、停電検出回路３を介して
整流器ＤＢの正側の出力端とスイッチング素子Ｑ9 のベ
−スとを接続し、スイッチング素子Ｑ4 のエミッタ端子
を比較器ＣＯ1 の負端子に接続して、通常時と交流電源
Ｖacのピ−ク値の低下との（通常点灯と非常点灯との）
切り換え時に於けるコンデンサＣ1 への充電電流を制御
するものであり、その他の第１実施例と同一構成には同
一符号を付すことにより説明を省略する。
施例の回路図であり、図１に示した第１実施例と異なる
点は、抵抗Ｒ23の両端に抵抗Ｒ26とコンデンサＣ5 との
直列回路を並列接続し、コンデンサＣ5 の両端にスイッ
チング素子Ｑ9 を並列接続し、停電検出回路３を介して
整流器ＤＢの正側の出力端とスイッチング素子Ｑ9 のベ
−スとを接続し、スイッチング素子Ｑ4 のエミッタ端子
を比較器ＣＯ1 の負端子に接続して、通常時と交流電源
Ｖacのピ−ク値の低下との（通常点灯と非常点灯との）
切り換え時に於けるコンデンサＣ1 への充電電流を制御
するものであり、その他の第１実施例と同一構成には同
一符号を付すことにより説明を省略する。
【００３７】次に、図４，図５を用いて動作を簡単に説
明する。図４に示す様に、交流電源Ｖacのピ−ク値が低
下する、つまり脈流電圧Ｖ1 が低下して停電検出回路３
が停電と判断すると、停電検出回路３よりＨレベルの停
電検出信号Ｓ2 がスイッチング素子Ｑ9 のベ−スに入力
されてスイッチング素子Ｑ9 はオンする。そして、コン
デンサＣ5 の両端電圧Ｖ3 を零にしてコンデンサＣ1 へ
の充電を停止する。
明する。図４に示す様に、交流電源Ｖacのピ−ク値が低
下する、つまり脈流電圧Ｖ1 が低下して停電検出回路３
が停電と判断すると、停電検出回路３よりＨレベルの停
電検出信号Ｓ2 がスイッチング素子Ｑ9 のベ−スに入力
されてスイッチング素子Ｑ9 はオンする。そして、コン
デンサＣ5 の両端電圧Ｖ3 を零にしてコンデンサＣ1 へ
の充電を停止する。
【００３８】図５に示す様に、停電検出回路３が交流電
源Ｖacの通電を判断すると、停電検出回路３よりＬレベ
ルの停電検出信号Ｓ2 がスイッチング素子Ｑ9 のベ−ス
に入力されてスイッチング素子Ｑ9 はオフし、ツェナ−
ダイオ−ドＺＤ1 ，抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ26を介してコン
デンサＣ5 が徐々に充電され、コンデンサＣ1 への充電
が開始され、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 はコンデン
サＣ5 の両端電圧Ｖ3の上昇に併せて徐々に上昇してい
く。この様にコンデンサＣ1 の充電が定電流充電になる
までに時間を要するので、充電電流Ｉの流れる時間が徐
々に大きくなっていく様に設定すれば良い。
源Ｖacの通電を判断すると、停電検出回路３よりＬレベ
ルの停電検出信号Ｓ2 がスイッチング素子Ｑ9 のベ−ス
に入力されてスイッチング素子Ｑ9 はオフし、ツェナ−
ダイオ−ドＺＤ1 ，抵抗Ｒ21，Ｒ22，Ｒ26を介してコン
デンサＣ5 が徐々に充電され、コンデンサＣ1 への充電
が開始され、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ2 はコンデン
サＣ5 の両端電圧Ｖ3の上昇に併せて徐々に上昇してい
く。この様にコンデンサＣ1 の充電が定電流充電になる
までに時間を要するので、充電電流Ｉの流れる時間が徐
々に大きくなっていく様に設定すれば良い。
【００３９】（実施例３）図６は本発明に係る第３実施
例の回路図、図７はその動作波形図であり、図１９に示
した第５従来例と異なる点は、抵抗Ｒ16とグランドとの
間に抵抗Ｒ31を直列接続し、抵抗Ｒ31の両端にスイッチ
ング素子Ｑ10を並列接続し、比較器ＣＯ5の出力停電検
出信号Ｓ2 をスイッチング素子Ｑ10のベ−スにも入力
し、抵抗Ｒ18の両端に抵抗Ｒ32とスイッチング素子Ｑ11
との直列回路を並列接続し、比較器ＣＯ4 の出力Ｓ3 を
スイッチング素子Ｑ11のベ−スにも入力すると共に、充
電制御回路４ａの代わりに図３で示した充電制御回路４
ｂを設けたものであり、その他の第５従来例と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。
例の回路図、図７はその動作波形図であり、図１９に示
した第５従来例と異なる点は、抵抗Ｒ16とグランドとの
間に抵抗Ｒ31を直列接続し、抵抗Ｒ31の両端にスイッチ
ング素子Ｑ10を並列接続し、比較器ＣＯ5の出力停電検
出信号Ｓ2 をスイッチング素子Ｑ10のベ−スにも入力
し、抵抗Ｒ18の両端に抵抗Ｒ32とスイッチング素子Ｑ11
との直列回路を並列接続し、比較器ＣＯ4 の出力Ｓ3 を
スイッチング素子Ｑ11のベ−スにも入力すると共に、充
電制御回路４ａの代わりに図３で示した充電制御回路４
ｂを設けたものであり、その他の第５従来例と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。
【００４０】本回路は、スイッチング素子Ｑ10がオンす
ると、脈流電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ15と抵抗Ｒ16とで分圧した
低い基準電圧Ｖ5Lが得られ、スイッチング素子Ｑ10がオ
フすると、脈流電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ15と抵抗Ｒ16と抵抗Ｒ
31とで分圧した高い基準電圧Ｖ5H（＞Ｖ5L）が得られ
る。また、スイッチング素子Ｑ11がオフすると、外部電
源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ17と抵抗Ｒ18とで分圧した高い基準
電圧Ｖ6Hが得られ、スイッチング素子Ｑ11がオンする
と、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ17と抵抗Ｒ18と抵抗Ｒ32
とで分圧した低い基準電圧Ｖ6L（＜Ｖ6H）が得られる。
この様に、基準電圧Ｖ6Hと基準電圧Ｖ6Lとを切り換えて
コンデンサＣ1 への充電にヒステリシスを設けることに
より、ノイズによる誤動作を防ぐことが容易になる。
ると、脈流電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ15と抵抗Ｒ16とで分圧した
低い基準電圧Ｖ5Lが得られ、スイッチング素子Ｑ10がオ
フすると、脈流電圧Ｖ1 を抵抗Ｒ15と抵抗Ｒ16と抵抗Ｒ
31とで分圧した高い基準電圧Ｖ5H（＞Ｖ5L）が得られ
る。また、スイッチング素子Ｑ11がオフすると、外部電
源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ17と抵抗Ｒ18とで分圧した高い基準
電圧Ｖ6Hが得られ、スイッチング素子Ｑ11がオンする
と、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ17と抵抗Ｒ18と抵抗Ｒ32
とで分圧した低い基準電圧Ｖ6L（＜Ｖ6H）が得られる。
この様に、基準電圧Ｖ6Hと基準電圧Ｖ6Lとを切り換えて
コンデンサＣ1 への充電にヒステリシスを設けることに
より、ノイズによる誤動作を防ぐことが容易になる。
【００４１】ここで、ダウントランスＴの電圧変動率が
大きい場合は負荷インピ−ダンスの変化によってダウン
トランスＴの２次電圧が変化する為に、停電状態でない
にも関わらず脈流電圧Ｖ1 が零近傍まで低下して、停電
と判断する場合があるので、それを防ぐ為に充電制御回
路４ｂを設けて充電電流Ｉの位相幅を一定値以下に保つ
様にする。
大きい場合は負荷インピ−ダンスの変化によってダウン
トランスＴの２次電圧が変化する為に、停電状態でない
にも関わらず脈流電圧Ｖ1 が零近傍まで低下して、停電
と判断する場合があるので、それを防ぐ為に充電制御回
路４ｂを設けて充電電流Ｉの位相幅を一定値以下に保つ
様にする。
【００４２】次に、動作を簡単に説明する。先ず、スイ
ッチング素子Ｑ10がオフ、スイッチング素子Ｑ11がオン
で基準電圧Ｖ5H＜Ｖ6Lの場合、基準電圧Ｖ5Hと基準電圧
Ｖ6Lとを比較器ＣＯ4 で比較出力すると、ＬレベルのＳ
3 を得てスイッチング素子Ｑ11，スイッチング素子Ｑ7
をオフする。スイッチング素子Ｑ11をオフすると、基準
電圧Ｖ6 がＶ6LからＶ6Hに基準電位が上昇する。また、
スイッチング素子Ｑ7 がオフしてコンデンサＣ3 の両端
電圧ＶC3が基準電圧Ｖ7 を越えると、比較器ＣＯ5 はＨ
レベルの停電検出信号Ｓ2 を出力して充電制御回路４ｂ
に入力すると共にスイッチング素子Ｑ10をオンする。ス
イッチング素子Ｑ10がオンすると、基準電圧Ｖ5 はＶ5H
からＶ5Lへと低下してヒステリシスをかける。
ッチング素子Ｑ10がオフ、スイッチング素子Ｑ11がオン
で基準電圧Ｖ5H＜Ｖ6Lの場合、基準電圧Ｖ5Hと基準電圧
Ｖ6Lとを比較器ＣＯ4 で比較出力すると、ＬレベルのＳ
3 を得てスイッチング素子Ｑ11，スイッチング素子Ｑ7
をオフする。スイッチング素子Ｑ11をオフすると、基準
電圧Ｖ6 がＶ6LからＶ6Hに基準電位が上昇する。また、
スイッチング素子Ｑ7 がオフしてコンデンサＣ3 の両端
電圧ＶC3が基準電圧Ｖ7 を越えると、比較器ＣＯ5 はＨ
レベルの停電検出信号Ｓ2 を出力して充電制御回路４ｂ
に入力すると共にスイッチング素子Ｑ10をオンする。ス
イッチング素子Ｑ10がオンすると、基準電圧Ｖ5 はＶ5H
からＶ5Lへと低下してヒステリシスをかける。
【００４３】脈流電圧Ｖ1 が上昇、つまり基準電圧Ｖ5L
が上昇してＶ5L＞Ｖ6Hになると、ＨレベルのＳ3 を得て
スイッチング素子Ｑ11，スイッチング素子Ｑ7 をオンす
る。スイッチング素子Ｑ11をオンすると、基準電圧Ｖ6
がＶ6HからＶ6Lに低下する。また、スイッチング素子Ｑ
7 がオンしてコンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3が基準電圧
Ｖ7 を下回ると、比較器ＣＯ5 はＬレベルの停電検出信
号Ｓ2 を出力して充電制御回路４ｂに入力すると共にス
イッチング素子Ｑ10をオフする。
が上昇してＶ5L＞Ｖ6Hになると、ＨレベルのＳ3 を得て
スイッチング素子Ｑ11，スイッチング素子Ｑ7 をオンす
る。スイッチング素子Ｑ11をオンすると、基準電圧Ｖ6
がＶ6HからＶ6Lに低下する。また、スイッチング素子Ｑ
7 がオンしてコンデンサＣ3 の両端電圧ＶC3が基準電圧
Ｖ7 を下回ると、比較器ＣＯ5 はＬレベルの停電検出信
号Ｓ2 を出力して充電制御回路４ｂに入力すると共にス
イッチング素子Ｑ10をオフする。
【００４４】図７に示す基準電圧Ｖ5 とＶC1と停電検出
信号Ｓ2 との動作波形図に於ける斜線部分がコンデンサ
Ｃ1 へ充電される部分に相当する。つまり時間Ｔ1 では
スイッチング素子Ｑ7 がオフされてコンデンサＣ1 は充
電され、時間Ｔ2 ではスイッチング素子Ｑ7 がオンされ
てコンデンサＣ1 が放電する。充電電流Ｉの位相を制御
して交流電源Ｖacが変動しても位相が一定値を越えない
様にすれば、時間Ｔ2での基準電圧Ｖ5 の波形は充電電
流Ｉの影響を受けにくくなる。その為に時間Ｔ 2 で停電
検出を行う様に設定すれば、高精度の停電検出を行うこ
とが可能となる。
信号Ｓ2 との動作波形図に於ける斜線部分がコンデンサ
Ｃ1 へ充電される部分に相当する。つまり時間Ｔ1 では
スイッチング素子Ｑ7 がオフされてコンデンサＣ1 は充
電され、時間Ｔ2 ではスイッチング素子Ｑ7 がオンされ
てコンデンサＣ1 が放電する。充電電流Ｉの位相を制御
して交流電源Ｖacが変動しても位相が一定値を越えない
様にすれば、時間Ｔ2での基準電圧Ｖ5 の波形は充電電
流Ｉの影響を受けにくくなる。その為に時間Ｔ 2 で停電
検出を行う様に設定すれば、高精度の停電検出を行うこ
とが可能となる。
【００４５】
【発明の効果】請求項１から請求項３記載の発明によれ
ば、交流電源の電圧変動によらずに補助電源への充電を
行うことが可能である照明装置を提供できる。
ば、交流電源の電圧変動によらずに補助電源への充電を
行うことが可能である照明装置を提供できる。
【００４６】請求項４記載の発明によれば、瞬時に停電
を検出可能な照明装置を提供できる。
を検出可能な照明装置を提供できる。
【図１】本発明に係る第１実施例を示す回路図である。
【図２】上記実施例に係る電圧特性を示す図である。
【図３】本発明に係る第２実施例を示す回路図である。
【図４】上記実施例に係る、通常状態から非常状態へ変
化する場合の電圧特性を示す図である。
化する場合の電圧特性を示す図である。
【図５】上記実施例に係る、非常状態から通常状態へ変
化する場合の電圧特性を示す図である。
化する場合の電圧特性を示す図である。
【図６】本発明に係る第３実施例を示す回路図である。
【図７】上記実施例に係る動作波形を示す図である。
【図８】本発明に係る第１従来例を示す回路図である。
【図９】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示す
図である。
図である。
【図１０】上記従来例に係るコンデンサの別の電圧波形
を示す図である。
を示す図である。
【図１１】上記従来例に係るコンデンサの更に別の電圧
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図１２】本発明に係る第２従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図１３】上記従来例に係る電圧特性を示す図である。
【図１４】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示
す図である。
す図である。
【図１５】本発明に係る第３従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図１６】上記従来例に係る電圧特性を示す図である。
【図１７】本発明に係る第４従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図１８】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示
す図である。
す図である。
【図１９】本発明に係る第５従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図２０】上記従来例に係る動作波形を示す図である。
Ｃ コンデンサ ４ 充電制御手段
Claims (4)
- 【請求項１】 通常は交流電源で動作し、交流電源のピ
−ク値が低下すると補助電源で動作して照明負荷を点灯
させる共に、前記補助電源となるコンデンサと、前記コ
ンデンサを充放電する充電制御手段と、照明負荷の消灯
を検出する停電検出手段とを少なくとも備える照明装置
に於いて、 前記充電制御手段は、交流電源が定格値付近では交流電
源の電圧変動に対して前記コンデンサの充電電流を略一
定にし、交流電源が定格値より徐々に小さくなると、前
記充電電流の値を徐々に小さくするものであることを特
徴とする照明装置。 - 【請求項２】 通常は交流電源で動作し、交流電源のピ
−ク値が低下すると補助電源で動作して照明負荷を点灯
させる共に、前記補助電源となるコンデンサと、前記コ
ンデンサを充放電する充電制御手段と、照明負荷の消灯
を検出する停電検出手段とを少なくとも備える照明装置
に於いて、 前記充電制御手段は、交流電源が定格値付近では交流電
源電圧変動に対して前記コンデンサの充電電流を略一定
にし、交流電源が定格値より小さくなると、前記充電電
流の位相幅を小さくするものであることを特徴とする照
明装置。 - 【請求項３】 通常は交流電源で動作し、交流電源のピ
−ク値が低下すると補助電源で動作して照明負荷を点灯
させる共に、前記補助電源となるコンデンサと、前記コ
ンデンサを充放電する充電制御手段と、照明負荷の消灯
を検出する停電検出手段とを少なくとも備える照明装置
に於いて、 前記充電制御手段は、通常状態と交流電源のピ−ク値が
低下した状態とを切り換える場合に、前記充電電流の位
相幅を略一定値以下に保つことを特徴とする照明装置。 - 【請求項４】 前記停電検出手段は、前記コンデンサの
両端電圧が設定値に達すると、交流電源のピ−ク値の低
下を検知するものであることを特徴とする請求項１から
請求項３のいづれかに記載の照明装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23153794A JP3557665B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | 照明装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23153794A JP3557665B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | 照明装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2004075610A Division JP2004172146A (ja) | 2004-03-17 | 2004-03-17 | 照明装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0898434A true JPH0898434A (ja) | 1996-04-12 |
| JP3557665B2 JP3557665B2 (ja) | 2004-08-25 |
Family
ID=16925056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23153794A Expired - Lifetime JP3557665B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | 照明装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3557665B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003235266A (ja) * | 2002-02-08 | 2003-08-22 | Origin Electric Co Ltd | ３相全波整流装置 |
| JP5400990B1 (ja) * | 2012-09-04 | 2014-01-29 | 株式会社 ネオ・ロジス | Ｌｅｄ照明装置および点灯制御方法 |
| WO2014038104A1 (ja) * | 2012-09-04 | 2014-03-13 | 株式会社ネオ・ロジス | Ｌｅｄ照明装置および点灯制御方法 |
-
1994
- 1994-09-27 JP JP23153794A patent/JP3557665B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003235266A (ja) * | 2002-02-08 | 2003-08-22 | Origin Electric Co Ltd | ３相全波整流装置 |
| JP5400990B1 (ja) * | 2012-09-04 | 2014-01-29 | 株式会社 ネオ・ロジス | Ｌｅｄ照明装置および点灯制御方法 |
| WO2014038104A1 (ja) * | 2012-09-04 | 2014-03-13 | 株式会社ネオ・ロジス | Ｌｅｄ照明装置および点灯制御方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3557665B2 (ja) | 2004-08-25 |
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