JPH09106504A - ディジタル磁気再生装置用ノイズ抽出装置およびそれを用いた符号誤り訂正装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 符号誤り率の低減を目的とした既存の回路
は、回路構成が複雑であり、複数の方式を組み合わせて
も、より強力に符号誤り率の低減を図ろうとした場合に
は、回路規模・消費電力ともに指数関数的に増大し、小
型大容量のディジタルＶＴＲの実現には一定の限界があ
った。 【解決手段】 ディジタル磁気再生装置からの再生ノイ
ズには再生信号成分のレベルおよび周波数と相関をもつ
成分が含まれるため、検出信号列に符号誤りがある場合
には、検出信号列と再生ノイズとの関係に矛盾が生じ
る。本発明は、この性質を利用して再生波形（遅延回路
６の出力）から検出信号波形（２値検出回路４の出力）
を減じて３ビットの瞬時ノイズを抽出し、これと同一タ
イミングに相当する３ビットの検出信号との関係に矛盾
がある場合には、検出信号の符号に誤りがあると判断
し、訂正を行うようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル磁気再生
装置に係わり、特に、テープまたはフレキシブルディス
クなどフレキシブルな磁気記録媒体に磁気ヘッドを接触
させて記録されたデータの再生を行うディジタル磁気再
生装置において、同装置からの再生出力信号の符号誤り
率を低減させるための符号誤り訂正装置に関するもので
ある。以下では、代表的な磁気記録再生装置であるディ
ジタルＶＴＲを例にとって本発明を説明する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタルＶＴＲにおいて、符号誤り率
を低減させるための考え方としては、次の (Ｉ),(II)の
ようなものがある。 （Ｉ）ＰＲ（Partial Response）方式やビタビ復号な
ど、記録変調、再生等化、符号検出、復号など各段階に
おける工夫を行う。 （II）記録符号に冗長ビットを加え、再生時の符号検出
後に、誤り訂正を行う。 実際のディジタルＶＴＲでは、上記の両方の手法が用い
られていて、それぞれの手法におけるパラメータとし
て、各ＶＴＲの特性に応じた設定が行われている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】近年、高画質の画像情
報を、小型にしかも長時間記録したいという要求から、
小型で大容量のディジタルＶＴＲに対する期待が高まっ
ている。小型で大容量のディジタルＶＴＲを実現するた
めには、高密度のディジタル記録を行うことが必要であ
るが、高密度記録を行うと再生時のＳＮ比が小さくな
り、符号誤り率が増大する。そのため、高密度の記録を
行っても、符号誤り率が増大しないようにするために何
らかの手段を講じる必要がある。

【０００４】しかし、符号誤り率の低減を目的とした既
存の回路は、回路構成が複雑であり、複数の方式を組み
合わせても、より強力に符号誤り率の低減を図ろうとし
た場合には、回路規模・消費電力ともに指数関数的に増
大し、小型大容量のディジタルＶＴＲの実現には一定の
限界があった。そこで、高密度記録を行うディジタルＶ
ＴＲにおいて、既存の符号誤り率低減を目的としたいか
なる方式にも適用可能で、種々の回路と組み合わせても
回路規模・消費電力を従来ほど増大させることなく効果
的に符号誤り率の低減を図ることができる新しいディジ
タルＶＴＲ、特に磁気再生装置用の符号誤り率低減手段
の出現が望まれていた。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記磁気再生
装置の出力の符号誤り率を低減させる手段として、再生
出力信号に含まれるノイズの性質（振幅変調性ノイズ）
を利用して符号誤りを検出・訂正できるようにした再生
信号の符号誤り訂正装置を実現し、また、その装置実現
の前提となるとともに、装置に用いるノイズ抽出装置を
実現したものである。

【０００６】さらに言えば、ディジタル磁気再生装置か
らの再生ノイズには再生信号成分のレベルおよび周波数
と相関をもつ成分が含まれるため、再生出力信号の波形
に対応するＮＲＺＬ(Non Return to Zero Level)符号列
である２値検出後のパルス（以下、検出信号と呼ぶ）列
に符号誤りがある場合には、検出信号列と再生ノイズと
の関係に矛盾が生じうる。本発明は、この性質を利用し
て再生波形から検出信号波形を減じて３ビットの瞬時ノ
イズを抽出し、これと同一タイミングに相当する３ビッ
トの検出信号との関係に矛盾がある場合には、検出信号
の符号に誤りがあると判断し、訂正を行うようにしたも
のである。

【０００７】すなわち、本発明ノイズ抽出装置は、ディ
ジタル磁気再生装置からの再生出力信号をサンプリング
ポイントにおいてサンプリングするサンプラと、該サン
プラの出力信号を“１”レベルと“０”レベルとに弁別
する閾値と比較することにより前記再生出力信号の波形
に対応するＮＲＺＬ符号列を生成する２値検出回路と、
前記サンプラの出力信号の振幅を増減する利得調整器
と、前記２値検出回路と前記利得調整器との各出力信号
における同一時間性を補償するための第１の遅延回路
と、該第１の遅延回路により同一時間性が補償された前
記２値検出回路の出力信号と前記利得調整器の出力信号
との間で差演算を行い前記再生出力信号に含まれるノイ
ズを出力する減算器とを具えてなることを特徴とするも
のである。

【０００８】また、本発明符号誤り訂正装置は、上記ノ
イズ抽出装置と、該ノイズ抽出装置により抽出した現時
点までの連続する３ビットのノイズに対し、該ノイズの
ノイズ電力が所定値を超えるとき、または前記ノイズの
帯域に関し高域成分が低域成分に比して大きいとき、出
力フラグがＯＮとなるノイズ判断回路と、前記ノイズ抽
出装置中の前記２値検出回路の出力信号としての現時点
までの連続する３ビットの前記ＮＲＺＬ符号列が同一符
号よりなる符号列であるとき、出力フラグがＯＮとなる
信号帯域判断回路と、前記ノイズ判断回路と前記信号帯
域判断回路との各出力信号における同一時間性を補償す
るための第２の遅延回路と、該第２の遅延回路により同
一時間性が補償された前記ノイズ判断回路と前記信号帯
域判断回路の両出力フラグがＯＮのときにのみ、出力フ
ラグがＯＮとなる訂正判定回路と、前記２値検出回路と
前記訂正判定回路の各出力信号における同一時間性を補
償するための第３の遅延回路と、該第３の遅延回路によ
り前記訂正判定回路の出力信号に対し同一時間性が補償
された前記２値検出回路の出力信号としての現時点まで
の連続する３ビットの前記ＮＲＺＬ符号列の中央の１ビ
ットの符号を、前記訂正判定回路の出力フラグがＯＮの
ときにのみ反転させることにより、前記再生出力信号の
符号誤りを訂正する訂正回路とを具えてなることを特徴
とするものである。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、実施の
形態に基づいて本発明を詳細に説明する。まず、本発明
によるノイズ抽出装置とこれを用いた符号誤り訂正装置
により誤り訂正が行える原理について説明する。高密度
のディジタル記録を行った場合、再生ディジタルデータ
の符号誤りが増加する大きな原因として、検出回路に入
力する再生信号のＳＮ比の低下があげられる。ＶＴＲ再
生時に再生信号に重畳するノイズには、増幅器系の熱雑
音などの機器ノイズのほかにかなりの大きさの媒体ノイ
ズがある。媒体ノイズの内、ＶＴＲでは特に変調性ノイ
ズが顕著に現れる。変調性ノイズとは、ホワイトノイズ
と異なって再生信号と相関をもち、再生信号振幅および
再生信号周波数によって変動するノイズのことをいう。
変調性ノイズの主な成分は、再生波形のエンベロープを
変化させる振幅変調性のノイズである（上條、松井：
「ディジタルＶＴＲにおけるキャリア近傍ノイズの解
析」信学技報 ＭＲ９２−８２，１９９３）。

【００１０】ＶＴＲの再生出力信号のパワースペクトル
（以下、単にスペクトルと呼ぶ）は、ノイズ成分も考慮
し、次式によって表わされる（松井、上條：「ディジタ
ル磁気記録における変調性ノズルの抽出と数式モデルの
検討」ＴＶ技報 ＶＩＲ９４−３８，１９９４）。すな
わち、 Ｓ_y （ω）＝Ｓ_f （ω）＋ＫＳ_t （ω）＊｛ω² Ｓ_f （ω）｝＋Ｓ_a （ω） ----（１） 但し、Ｋ＝１／υ² ここで、Ｓ_y （ω）、Ｓ_f （ω）、Ｓ_t （ω）、Ｓ
_a （ω）は、それぞれ、再生出力、理想再生信号、テー
プ表面変動、重畳性ノイズのスペクトルを示し、υは相
対速度、＊はたたみこみを表す記号である。ここで、
（１）式の右辺第２項（ＫＳ_t （ω）＊｛ω² Ｓ
_f （ω）｝）は振幅変調性ノイズの電力を表わし、第２
項と第３項の和（ＫＳ_t （ω）＊｛ω² Ｓ_f（ω）｝＋
Ｓ_a （ω））は総ノイズ電力を表わしている。

【００１１】図１は、ＴＳＳ（Tilted Sendust Sputte
r）ヘッドを具え、テープとヘッドの相対速度が７．１
ｍ／ｓｅｃのＶＴＲについて、ＭＰ（Metal Particle）
テープを使用してデューティ５０％の繰り返しパルスを
記録信号として記録し、これを再生した場合の、再生信
号波形とノイズの記録信号繰り返し周波数近傍成分の瞬
時波形との関係の一例を示している。同図より、ノイズ
の波形が、振幅変調性を示していることがわかる。ま
た、同図においては、ノイズの波形が再生信号と同相で
変化しているが、再生条件によっては、ノイズの波形と
再生信号との関係が逆相の関係になる場合もある。

【００１２】図２は、ヘッドの種類、相対速度および使
用テープに関し上記と同じ条件でクロックレート１２．
５ＭＨｚのランダムパルスを記録信号として記録した場
合の、再生出力とノイズのスペクトル密度を示してい
る。図２より１２．５ＭＨｚ以下の信号帯域内では、ノ
イズのスペクトルと再生出力のスペクトルとが同じ傾向
で変化しており、信号成分とノイズ成分との間に相関の
あることがわかる。

【００１３】図３は、信号帯域内の成分について再生出
力とノイズの瞬時波形を示している。図３においては、
ノイズの波形が再生信号と同相で変化している場合を示
したが、再生条件によっては、ノイズの波形と再生信号
との関係が逆相の関係になる場合もある。図３より、繰
り返しパルスの場合と同様、ノイズが振幅変調性を示し
ていることがわかる。

【００１４】以上のように、信号帯域内では振幅変調性
ノイズが支配的であり、ノイズの瞬時波形は信号波形に
応じたものとなる。つまり、低域成分の大きい信号列に
は低域成分の大きいノイズが加わり、高域成分の大きい
信号列には高域成分の大きいノイズが加わる。

【００１５】従って、等化により符号間干渉の影響を除
くことができれば、２値検出を行う検出点においてはノ
イズのみが再生波形を劣化させる要素となるから、もし
何らかの手段により再生出力中に含まれるノイズを正し
く抽出することができれば、再生出力をディジタル符号
に対応する２値信号を得るために２値検出して得られる
符号列と、抽出したノイズとの関係が、振幅変調性ノイ
ズの性質からかけ離れたものとなった場合、符号誤りが
生じているものと推測できる。

【００１６】再生出力中に含まれるノイズの抽出は、２
値検出において誤検出しない場合は、検出回路入力でサ
ンプリングポイントにおける再生出力と検出信号の電圧
差をとれば行うことができる。

【００１７】図４は、再生出力波とこれに対応したＮＲ
ＺＬ波形との関係を、ノイズの有無それぞれの場合につ
いて示している。図４からわかるように、ノイズのない
場合（図４（ａ））には、サンプリングポイントにおけ
る再生出力レベルと検出信号レベルとが一致し、その差
をとってもノイズ信号は現れない。他方、ノイズがある
場合（図４（ｂ））には、サンプリングポイントにおけ
る再生出力レベルと検出信号レベルとは一致せず、その
差をとれば、ノイズ信号が抽出できる。

【００１８】しかし、本発明を適用して符号誤り率を低
減させる必要があるのは、符号誤りが生じた場合、すな
わち、誤検出した場合である。誤検出した場合は、検出
信号の電圧は本来のものとは反対符号（本来“１”とあ
るべきを“０”、本来“０”とあるべきを“１”として
検出する）となるため、再生信号と検出信号の差をとる
ことにより抽出したノイズは、真のノイズ振幅と異なる
振幅をもつ。すなわち、真のノイズ電圧とは異なる結果
を求めることになる。しかし、誤検出した場合であって
も多くの場合、同様な手法により抽出したノイズを用い
て符号誤りが生じたことを以下に述べるように振幅変調
性ノイズの性質から推測でき、これが誤り検出に利用で
きる。

【００１９】ここで、（１）式を検討すると、振幅変調
性ノイズはその電力が周波数の２乗に比例して増加して
いる。すなわち、信号列の中で、低域成分が大きい部分
と高域成分が大きい部分とではＳＮ比が異なり（高域成
分が大きい部分でのＳＮ比が小さい）、高域成分が大き
い部分に誤りが起こりやすいことがわかる。信号列の中
で高域成分が大きい部分とは、記録符号でいえば、符号
“１”と“０”が繰り返し現れる“１０１０--”に相当
する部分であり、この部分で符号誤りが生じると、“０
００”或いは“１１１”というように、検出符号が低域
成分の大きい信号列になってしまう。この場合、サンプ
リングポイントにおける再生出力がノイズによって閾値
を超えたために誤りが発生するわけであり、閾値をわず
かに超える確率の方が閾値を大きく超える確率よりも大
きいため、上述の手段により抽出したノイズの振幅はか
なり大きなものとなる。このことは、低域成分の大きい
信号に対するＳＮ比は大きいという事実に矛盾し、符号
に誤りが生じたことがわかる。

【００２０】逆に“０００”や“１１１”のように低域
成分の大きい信号列で誤った場合にも、上記手法で抽出
したノイズの振幅はかなり大きくなるが、この場合に
は、誤検出信号列“０１０”“１０１”に対するＳＮ比
が上述したように本来的に小さいため、振幅変調性ノイ
ズの性質とは矛盾せず、誤りを検出できない場合がでて
くる。しかし、高域の信号列でのＳＮ比が小さいという
ことは、誤りの大部分は高域の信号列で生じるというこ
とにほかならないから、高域の信号列での誤りを検出で
きるだけでも、符号誤り率を低減させるうえでの効果は
大きい。

【００２１】そこで、本発明では高域の信号列における
符号誤りだけを対象として、上記手法により、誤り検出
を行い、符号誤り率の低域を図っている。以下に、本発
明ディジタル磁気再生装置用ノイズ抽出装置およびそれ
を用いた符号誤り訂正装置の構成について説明する。ま
ず、上記のうちノイズ抽出装置について説明する。図５
は、本発明ノイズ抽出装置の構成をブロック図で示して
いる。

【００２２】図５において、まずディジタル磁気再生装
置の再生出力信号が入力端子２に供給される。この信号
は、サンプラ３によりビットクロックに対応するサンプ
リングポイント（図４参照）においてサンプリングさ
る。サンプリングされた信号は２分され一方は２値検出
回路４、他方は利得調整器（増幅器または減衰器）５に
それぞれ供給される。利得調整器５によって利得調整さ
れたサンプリング信号は、遅延線や移送回路等による遅
延回路６に送られ、２値検出回路４の出力信号（ＮＲＺ
Ｌ波形の２値化出力）と時間合わせが行われる。これに
より同一時間性が確保された遅延回路６の出力と２値検
出回路４の出力は、減算器７のそれぞれ被減数端子およ
び減数端子に印加され、相互に減算が行われ、その結果
がディジタル磁気再生装置からの再生出力信号に含まれ
るノイズとして出力端子８に供給される。なお、減算器
７の被減数端子と減数端子の関係は逆であってもよい。
また、図５では、遅延回路６が利得調整器５の後段に接
続されているが、これは２値検出回路４の処理時間の方
が利得調整器５の処理時間より長い場合についての構成
を一例として示したためであり、処理時間の長短の関係
が逆になる場合には、遅延回路６は、利得調整器５では
なく２値検出回路４の後段に接続されることになる。

【００２３】上記において、２値検出回路４は、コンパ
レータ等で実現され、高域成分の劣化した再生出力波形
（サンプラ３の出力信号で当該回路の入力信号波形）を
“１”レベルと“０”レベルとに弁別する閾値と比較す
ることにより、記録符号に対応するＮＲＺＬ波形に成形
するものである。また、利得調整器５の利得（または減
衰量）は抽出されたノイズ電力が最も小さくなるように
その調整要素を調整するものとする。

【００２４】次に、上述したノイズ抽出装置１を構成要
素として含んでいる、ディジタル磁気再生装置からの再
生信号の符号誤りを訂正するための符号誤り訂正装置に
ついて説明する。この誤り訂正装置は、まず、２値検出
回路（図５に符号４にて示される）出力について符号誤
りがあるか無いかの符号判定をする必要があり、本発明
では、この符号判定は、数値、あるいはテーブルの形で
予め設定・記憶されている磁気記録再生系に特有な振幅
変調性ノイズの満たすべき条件との比較により行われ
る。磁気記録再生系に特有な振幅変調性ノイズの性質と
しては、次の (ア), (イ) の各条件からなる２点が考え
られる。すなわち、 （ア）高域成分の大きい信号列でのＳＮ比は、低域成分
が大きい信号列のＳＮ比に比べて小さくなる。 （イ）振幅変調性ノイズの周波数成分は信号の周波数成
分とほぼ同じ帯域となる。

【００２５】これらの条件は、上述したように数値、或
いはテーブルの形で予め設定・記憶され、いずれかの条
件が検出信号と抽出したノイズに対して常時参照され
る。抽出したノイズと検出信号の関係が、上記条件から
逸脱した場合、検出信号の誤りを訂正し、正しい符号と
して出力するようにする。

【００２６】次に、これらの性質をどのように利用する
かについて説明する。 （ア）の性質を後述する符号判定回路において定量的な
評価基準として用いるために、各信号周波数におけるＳ
Ｎ比（ＳＮ_f と表す）を定義する。 まず、疑似ランダム信号であるＭ系列の記録再生を行
い、アンサンブル平均の手法を用いて、信号成分とノイ
ズ成分を抽出し（上條、松井：「ディジタルＶＴＲにお
けるキャリア近傍ノイズの解析」信学技報 ＭＲ９２−
８２，１９９３参照，既述）、それぞれのスペクトルを
計算することにより、系の定常的な状態を把握する。

【００２７】図６は、最高繰り返し周波数が６．２５Ｍ
Ｈｚで２５５ビット周期のＭ系列を記録信号とし、テー
プはＭＰテープ、ヘッドはＴＳＳヘッドを用い、相対速
度は７．１ｍ／ｓｅｃとして記録再生を行った場合にお
ける再生出力のスペクトルの例を示す。このように、Ｍ
系列などのランダム信号では、図６に示すように信号の
スペクトルはその帯域内に連続的に存在する。しかし、
各瞬時においては、スペクトルは信号列のパターンに応
じた特定の帯域に集中する。また、信号帯域内では振幅
変調性ノイズが支配的であることから、ノイズに関して
もその瞬時においてはスペクトルは信号列の存在する帯
域と同じ帯域に集中して存在する。

【００２８】また、図６に示すスペクトルは、これらの
各瞬時のスペクトルがたたみ込まれた結果であるから、
例えば符号“１０１”に対応するＮＲＺＬ波形のような
高域成分の大きい信号列なら、その繰り返し周期の６．
２５ＭＨｚ付近での信号成分とノイズ成分のスペクトル
密度の比をとれば、その値がその瞬時での信号振幅とノ
イズ振幅の比を判断する目安になる。

【００２９】そこで、図６のスペクトルの各周波数ｆに
ついて、信号成分とノイズ成分のスペクトル密度の比
を、その周波数におけるＳＮ_f と定義し、符号判定回路
（後述）でのノイズ評価の基準とする。すなわち、図６
において、信号の高域成分（例えばｆ_h ）に対するＳＮ
_f は、低域成分（例えばｆ_l ）に対するＳＮ_f に比べて
大幅に劣化しており、この違いを、信号列に高域成分が
大きい瞬時再生符号列と低域成分が大きい瞬時再生符号
列とのＳＮ比の違いと考えるわけである。

【００３０】この考え方に基づいて符号誤り訂正回路を
実現するために、図６のスペクトルより算出した高域で
のＳＮ_f と、低域でのＳＮ_f を、系の定常的な状態に対
するものとして符号判定回路（後述）に記憶させる。も
し前段の２値検出回路で高域符号列を低域符号列に誤検
出すれば、検出信号の振幅は本来のものとは反対の符号
となる結果、抽出したノイズは真のノイズ振幅とは大き
く異なる振幅をもち、定常的な状態として記憶されたＳ
Ｎ_f とは大きく異なったものとなる。その結果、この場
合、符号誤りが生じたものと判断することができる。

【００３１】図７は、本発明ディジタル磁気再生装置用
符号誤り訂正装置の基本構成をブロック図で示してい
る。図７において、破線で囲まれた符号１にて示される
回路部分は上述した本発明ノイズ抽出装置であるから、
その説明は省略する、また、信号帯域判断回路９、遅延
回路１０、ノイズ判断回路１１および訂正判定回路１２
によって構成される部分が、上述した２値検出回路（図
５および図７に、符号４で示される）出力の符号誤りの
有無を判定する符号判定のための回路部分である。

【００３２】上記において、信号帯域判断回路９は、各
ビットタイミングで現時点までの連続する３ビットにつ
いてスペクトルを検出する３ビット単位スペクトル検出
回路を用いて構成される。この３ビット単位スペクトル
検出回路は、図８に示すように、３ビット長のメモリ
（例えばシフトレジスタ）１７と、ＴＴＬ等で構成さ
れ、破線にて囲んで示す論理回路１８によって構成さ
れ、入力端子１６に供給された検出信号について、低域
成分の大きい瞬時の信号列（符号“１１１”と“００
０”に対応するＮＲＺＬ波形）を検出した場合、出力端
子１９に現れるフラグをＯＮにし、このフラグを識別信
号として次段の遅延回路１０（図７参照）に入力する。
なお、この３ビット単位スペクトル検出回路（図８）
は、上記以外の検出信号の信号列（すなわち、符号“１
１１”と“０００”以外の信号列）に対してはフラグを
出さない。

【００３３】図７に示す遅延回路１０は、３ビット単位
スペクトル検出回路の出力としての識別信号と次に述べ
るノイズ判断回路１１（図７参照）の出力としての識別
信号のタイミングを合わせるように３ビット単位スペク
トル検出回路出力の遅延量を調整するためのものであ
る。また、図７では、ノイズ判断回路１１の出力信号の
方が、信号帯域判断回路９の出力信号より遅れる場合を
一例として示しているが、両者の時間遅れ量が逆の場合
には、遅延回路１０は信号帯域判断回路９の後段ではな
く、ノイズ判断回路１１の後段に接続されることにな
る。

【００３４】次にノイズ判断回路（図７に符号１１で示
す）について説明する。磁気記録再生系に特有な振幅変
調性ノイズの性質として、前述の「（ア）高域成分の大
きい信号列でのＳＮ比は、低域成分の大きい信号列のＳ
Ｎ比に比べて小さくなる。」の性質に基づいて、２値検
出回路（図５および図７に符号４で示される）出力につ
いて符号誤りがあるか無いかの符号判定を行う本例にお
いては、図７に示すノイズ判断回路１１を、σ演算回
路、低域ノイズ設定・記憶回路およびノイズ判定回路に
よって構成する。

【００３５】ノイズ判断回路（図７に符号１１で示され
る）をこのような構成にした場合の、本発明符号誤り訂
正装置の具体的な全体構成の一例をブロック図にて図９
に示す。図９においては、本発明ノイズ抽出装置１によ
って抽出されたノイズはσ演算回路２０に供給され、２
値検出回路４の出力である検出信号の振幅を基準に正規
化され、上述の３ビット単位スペクトル検出回路に対応
した３ビット単位のノイズ実効値σが計算される。この
計算を行うσ演算回路２０は、例えば図１０に示すよう
に、ビット周期τのアナログ遅延回路２４−１，２、Ａ
／Ｄ変換器２５−１，２，３およびパワー演算回路２６
によって構成される。パワー演算回路２６は、検出信号
振幅で正規化するための伝達関数に等しい振幅周波数特
性をもつ線形フィルタ（例えば、トランスバーサルフィ
ルタ）やローパスフィルタ、あるいはＣＰＵ等の回路要
素により構成され、

【数１】 に従って演算したσの値を出力端子２７を介してノイズ
判定回路２２に供給する。

【００３６】低域ノイズ設定・記憶回路２１はＥＥＰＲ
ＯＭ等のあらかじめ任意の定数が設定可能な記憶素子に
より構成され、低域信号でのノイズとみなされる最大の
σの値σ₀ が前述のＳＮ_f の値に基づいて設定・記憶さ
れており、この値がノイズ判定回路２２にその判定の閾
値として供給される。また、ノイズ判定回路２２は、例
えば図１１に示すように、コンパレータ等で構成され、
σ演算回路２０の出力と低域ノイズ設定・記憶回路２１
で設定された閾値σ₀ との比較演算が行われ、前者が後
者より大きい場合、フラグをＯＮにし、このフラグを識
別信号として次段の訂正判定回路１２（図９参照）に供
給する。

【００３７】図９において、３ビット単位スペクトル検
出回路によって構成される信号帯域判断回路９の出力フ
ラグは時間合わせ用の遅延回路１０を介し、また上記符
号２０から２２までの回路要素によって構成されるノイ
ズ判断回路１１の出力フラグは、直接にそれぞれ訂正判
定回路１２に供給される。訂正判定回路１２は、例え
ば、図１２に示すように、ＴＴＬ等の論理積演算を行う
論理回路（ＡＮＤ回路）で構成され、３ビット単位スペ
クトル検出回路（すなわち、信号帯域判断回路）９とノ
イズ判断回路１１それぞれの出力フラグについて論理積
演算を行う。具体的には、両者からの出力フラグがＯＮ
の場合、低域と判断された検出信号（符号“１１１”、
或いは“０００”に対応するＮＲＺＬ波形）の中央の１
ビットが誤りであると判定し、出力のフラグをＯＮにす
る。

【００３８】以上により、２値検出回路４で検出された
検出信号は、連続する３ビットの中央のビットに符号誤
りが生じているかどうかが判定された（訂正判定回路１
２の出力フラグがＯＮのとき誤りが生じている）ことに
なるので、この判定の結果に応じて検出信号の誤りを訂
正することができる。この訂正のために、本実施例の形
態では２値検出回路４からの検出信号時間合わせ用の遅
延回路１３を介して訂正回路１４に供給する。ここで遅
延回路１３は遅延線、あるいは移相回路等で構成され、
連続する３ビットの低域信号列（符号“１１１”あるい
は“０００”に対応するＮＲＺＬ波形）の中央のビット
の時間的位置が訂正判定回路１２の出力フラグの時間的
位置に一致するように遅延量を調整する。

【００３９】訂正回路１４は、例えば図１３に示すよう
に、ＴＴＬ等の排他的論理和演算を行う論理回路（ＥＸ
−ＯＲ）で構成され、検出信号と訂正信号（訂正判定回
路１２の出力）との排他的論理和演算により、３ビット
の低域検出信号列の中央のビットの誤りを訂正する。具
体的には、訂正信号のフラグがＯＮとなる検出信号の中
央の１ビットの符号を反転させることにより、符号誤り
の訂正を行う。訂正が行われた検出信号は出力端子１５
を介して取り出される。また、図９において、符号２８
は上述した３ビット単位スペクトル検出回路であり、信
号帯域判断回路９を構成している。

【００４０】ここで、本発明の形態により誤り訂正を行
った実験結果について説明する。本実施の形態において
は、低域ノイズ設定・記憶回路（図９に符号２１で示
す）で設定するσ₀ の値として、σ₀ ＝０．３と設定し
た場合に最も符号誤り率が低くなった。ただし、このσ
₀ の値は、ｐ−ｐ値が１の信号成分に対する値である。
従来のように、単にナイキスト等化を行った場合の符号
誤り率は１．２４×１０^-4であったのに対し、本発明、
とくに本実施の形態において上記の設定値を用いて誤り
訂正を行ったところ、符号誤り率が８．７５×１０^-5ま
で下がることを確認した。

【００４１】最後に、磁気記録再生系に特有な振幅変調
性ノイズの性質として、前述の「（イ）振幅変調性ノイ
ズの周波数成分は信号の周波数成分とほぼ同じ帯域とな
る。」を用いて構成した場合について簡単に説明する。
この性質を用いた符号誤り訂正装置は、図７に示す本発
明装置の基本構成中、特に符号１１で示すノイズ判断回
路を帯域判定回路によって構成する。このノイズ判断回
路に帯域判定回路を使用すること以外には、前述の
（ア）の性質を利用して構成した図９の回路構成におけ
ると変わらない。

【００４２】図１４は、上記帯域判定回路の構成例を示
している。この回路は、例えば図１４に示すように、ビ
ット周期τのアナログ遅延回路３０−１，２、Ａ／Ｄ変
換器３１−１〜６、高域成分演算回路３２、低域成分演
算回路３３およびコンパレータ等よりなる比較器３４か
ら構成される。高域成分演算回路および低域成分演算回
路は、ハイパスフィルタやローパスフィルタ等複数のフ
ィルタ要素、あるいはＣＰＵ等の回路要素により構成さ
れる。この構成により、例えば、ハイパスフィルタ出力
がローパスフィルタ出力より大きい場合にのみ、信号列
には高域成分が大きいと判断して出力フラグをＯＮに
し、このフラグを識別信号として訂正判定回路（図７お
よび９に符号１２で示す）に出力端子３５を介して供給
する。

【００４３】

【発明の効果】本発明によれば、磁気再生装置からの再
生出力信号に含まれる振幅変調性ノイズを抽出すること
により、その抽出したノイズの性質に基づいてＮＲＺＬ
符号列からなる２値検出信号の符号誤りを検出・訂正す
ることができ、従って、種々の回路と組み合わせても回
路規模・消費電力を従来に比して増大させることなく効
果的に符号誤り率の低減を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】繰り返しパルスを記録信号として記録した場合
の、再生信号波形とノイズの記録信号繰り返し周波数近
傍成分の瞬時波形との関係の一例を示している。

【図２】ランダムパルスを記録信号として記録した場合
の、再生出力とノイズのスペクトル密度を示している。

【図３】図２における記録再生に関し、信号帯域内の成
分について再生出力とノイズの瞬時波形を示している。

【図４】再生出力波形とこれに対応したＮＲＺＬ波形と
の関係を、ノイズの有無それぞれの場合について示して
いる。

【図５】本発明ノイズ抽出装置の構成をブロック図で示
している。

【図６】疑似ランダム信号（Ｍ系列）を記録信号として
記録した場合における再生出力のスペクトルの例を示し
ている。

【図７】本発明符号誤り訂正装置の基本構成をブロック
図で示している。

【図８】３ビット単位スペクトル検出回路の構成を示し
ている。

【図９】本発明符号誤り訂正装置の具体的な全体構成の
一例をブロック図で示している。

【図１０】図９中のσ演算回路の構成例を示している。

【図１１】図９中のノイズ判定回路の構成例を示してい
る。

【図１２】図９中の訂正判定回路の構成例を示してい
る。

【図１３】図９中の訂正回路の構成例を示している。

【図１４】帯域判定回路の構成例を示している。

【符号の説明】

１ ノイズ抽出装置 ２ 入力端子 ３ サンプラ ４ ２値検出回路 ５ 利得調整器 ６ 遅延回路 ７ 減算器 ８ 出力端子 ９ 信号帯域判断回路 １０ 遅延回路 １１ ノイズ判断回路 １２ 訂正判定回路 １３ 遅延回路 １４ 訂正回路 １５ 出力端子 １６ 入力端子 １７ メモリ １８ 論理回路 １９ 出力端子 ２０ σ演算回路 ２１ 低域ノイズ設定・記憶回路 ２２ ノイズ判定回路 ２３ 入力端子 ２４−１，２ アナログ遅延回路 ２５−１，２，３ Ａ／Ｄ変換器 ２６ パワー演算回路 ２７ 出力端子 ２８ ３ビット単位スペクトル検出回路 ２９ 入力端子 ３０−１，２ アナログ遅延回路 ３１−１〜６ Ａ／Ｄ変換器 ３２ 高域成分演算回路 ３３ 低域成分演算回路 ３４ 比較器 ３５ 出力端子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル磁気再生装置からの再生出力
   信号をサンプリングポイントにおいてサンプリングする
   サンプラと、 該サンプラの出力信号を“１”レベルと“０”レベルと
   に弁別する閾値と比較することにより前記再生出力信号
   の波形に対応するＮＲＺＬ符号列を生成する２値検出回
   路と、 前記サンプラの出力信号の振幅を増減する利得調整器
   と、 前記２値検出回路と前記利得調整器との各出力信号にお
   ける同一時間性を補償するための第１の遅延回路と、 該第１の遅延回路により同一時間性が補償された前記２
   値検出回路の出力信号と前記利得調整器の出力信号との
   間で差演算を行い前記再生出力信号に含まれるノイズを
   出力する減算器とを具えてなることを特徴とするディジ
   タル磁気再生装置用ノイズ抽出装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のノイズ抽出装置と、 該ノイズ抽出装置により抽出した現時点までの連続する
   ３ビットのノイズに対し、該ノイズのノイズ電力が所定
   値を超えるとき、または前記ノイズの帯域に関し高域成
   分が低域成分に比して大きいとき、出力フラグがＯＮと
   なるノイズ判断回路と、 前記ノイズ抽出装置中の前記２値検出回路の出力信号と
   しての現時点までの連続する３ビットの前記ＮＲＺＬ符
   号列が同一符号よりなる符号列であるとき、出力フラグ
   がＯＮとなる信号帯域判断回路と、 前記ノイズ判断回路と前記信号帯域判断回路との各出力
   信号における同一時間性を補償するための第２の遅延回
   路と、 該第２の遅延回路により同一時間性が補償された前記ノ
   イズ判断回路と前記信号帯域判断回路の両出力フラグが
   ＯＮのときにのみ、出力フラグがＯＮとなる訂正判定回
   路と、 前記２値検出回路と前記訂正判定回路の各出力信号にお
   ける同一時間性を補償するための第３の遅延回路と、 該第３の遅延回路により前記訂正判定回路の出力信号に
   対し同一時間性が補償された前記２値検出回路の出力信
   号としての現時点までの連続する３ビットの前記ＮＲＺ
   Ｌ符号列の中央の１ビットの符号を、前記訂正判定回路
   の出力フラグがＯＮのときにのみ反転させることによ
   り、前記再生出力信号の符号誤りを訂正する訂正回路と
   を具えてなることを特徴とするディジタル磁気再生装置
   用符号誤り訂正装置。