JPH09107311A - 周波数変換方法及びダウンコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ダイレクトデジタル周波数シンセサイザの基本
クロック周波数を低く抑え、誤差の少ない出力信号を得
ることができるダウンコンバータを提供する。 【解決手段】第１の分配器１０は、高周波信号Ｓ0 を第
３及び第４の平衡変調器１２，１３に出力する。ベース
バンド信号発生器１４は、同相信号Ｉ5 と直交信号Ｑ5
を第３及び第４の平衡変調器１５，１６に出力する。第
１の平衡変調器１５は、同相信号Ｉ5 と発振信号ＳL と
をミキシングし、その出力信号Ｓ１を第３の平衡変調器
１２に出力する。第２の平衡変調器１６は、直交信号Ｑ
5 と発振信号ＳL とをミキシングし、その出力信号Ｓ２
を第４の平衡変調器１３に出力する。第３の平衡変調器
１２は、高周波信号Ｓ0 と出力信号Ｓ１を掛け合わせた
信号Ｉを第１のフィルタ１９に出力する。第４の平衡変
調器１３は、高周波信号Ｓ0と出力信号Ｓ２を掛け合わ
せた信号Ｑを第２のフィルタ２０に出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変換方法及
びダウンコンバータに係り、詳しくはスペクトル拡散通
信の復調に好適な周波数変換方法及びダウンコンバータ
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ダウンコンバータは、受信機にとって受
信した高周波数の信号を低周波数に落としその低周波数
に落とした信号から変調成分を取り出す上で必要不可欠
のものである。

【０００３】ところで、スペクトル拡散通信方式におけ
る送信機においては、一次及び二次変調でアップコンバ
ータが用いられている。図３は、一般的な二次変調（拡
散変調）に用いられるアップコンバータのブロック回路
を示す。ベースバンド信号発生器５０は、ダイレクトデ
ジタル周波数シンセサイザ（ＤＤＳ）５０ａ、Ｄ／Ａ変
換器５０ｂ，５０ｃ、及び、フィルタ５０ｄ，５０ｅと
から構成されている。ＤＤＳ５０ａは、拡散符号即ちホ
ッピング周波数ω1 となる同相信号Ｉ1 （＝ｃｏｓω1
）と、その同相信号Ｉ1 と位相がプラス９０度ずれた
同じくホッピング周波数ω1 となる直交信号Ｑ1 （＝ｓ
ｉｎω1 ）をＤ／Ａ変換器５０ｂ，５０ｃ及びフィルタ
５０ｄ，５０ｅを介して直交変調器５１に出力する。

【０００４】同相信号Ｉ1 と直交信号Ｑ1 の変調成分と
してのホッピング周波数ω1 は、図示しない中央演算処
理装置（ＣＰＵ）に基づいて制御され、例えば図４に示
す帯域で出力される。

【０００５】即ち、周波数ω1 は、 １ＭＨZ ＜ω1 ＜２5 ＭＨZ となる。

【０００６】直交変調器５１は、局部発振器５２から例
えば２４７１ＭＨZ の発振信号Ｓを入力し、同相信号Ｉ
1 と直交信号Ｑ1 とでミキシングし、図５に示すように
２４７２ＭＨZ 〜２４９６ＭＨZ の高周波信号ＳO を生
成し出力する。尚、一次変調成分としてのΔωは、ＤＤ
Ｓ５０ａ内にて既に加えられているものとして扱い、こ
こでは上記高周波信号ＳO にΔωがさらに加えられるも
のとする。

【０００７】一次及び二次変調成分を含んだ高周波信号
ＳO は、アンテナに入力され受信機へと送信される。こ
の高周波信号ＳO を受信した受信機は、高周波信号ＳO
を低い周波数に落としその低い周波数からΔω成分を取
り出す。

【０００８】この高周波信号ＳO を低い周波数に落とす
ためにダウンコンバータが使用される。図６は、一般的
なダウンコンバータのブロック図を示す。平衡変調器５
５は、アンテナ５６を介して送信機からの高周波信号Ｓ
O と局部発振器５７から２４７１ＭＨZ を入力する。そ
して、平衡変調器５５は、両信号をミキシングし、図４
に示すようにΔω成分を含んだ１〜２５ＭＨZ をベース
バンドとする信号にダウンコンバータし、さらにローパ
スフィルタ５８を介して平衡変調器５９に入力される。
平衡変調器５９には、他のΔω成分を含まない１〜２５
ＭＨZ のベースバンド信号Ｂを入力し、両信号をミキシ
ングしてΔω成分を復調する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ダウンコン
バートされた信号とミキシングするための１〜２５ＭＨ
Z のベースバンド信号Ｂは、受信機に設けられたダイレ
クトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）にて生成される。
ＤＤＳは、１〜２５ＭＨZ のベースバンド信号Ｂを生成
するのに基本クロックに基づいて生成する。この時、基
本クロックの周波数は、ベースバンド信号Ｂの２倍の周
波数が必要であることが知られている。つまり、２５Ｍ
ＨZ のベースバンド信号Ｂを生成する場合には５０ＭＨ
Z の基本クロックが必要となる。

【００１０】しかしながら、デジタル回路において５０
ＭＨZ の基本クロックを生成するには回路が複雑で生成
装置として非常にコストが高い装置となる。又、非常に
高い周波数を扱うことから発熱が問題となり動作特性が
高温により変動し精度の高い出力信号を得ることが難し
い。

【００１１】本発明は、上記問題点を解消するためにな
されたものであって、ＤＤＳに使用される基本クロック
の周波数を低く抑えることができ、誤差の少ない出力信
号を得ることができるダウンコンバータを提供すること
にある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、２つ
の低周波数変調成分を含む高周波信号と、前記２つの低
周波数変調成分のいずれか一方の変調成分の周波数と同
じ周波数の互いに位相が９０度ずれた信号を変調成分と
してそれぞれ含む出力信号とをそれぞれ掛け合わせて他
方の低周波数変調成分を復調するための互いに位相が９
０度ずれた復調信号を抽出するようにした周波数変換方
法をその要旨とする。

【００１３】請求項２の発明は、ホッピング周波数変調
成分とデータ周波数変調成分を含む高周波信号に対して
前記ホッピング周波数変調成分の周波数と同じ周波数の
互いに位相が９０度ずれた信号を変調成分としてそれぞ
れ含む出力信号をそれぞれ掛け合わせてデータ周波数変
調成分を復調するための互いに位相が９０度ずれた復調
信号を抽出するようにした周波数変換方法をその要旨と
する。

【００１４】請求項３の発明は、ホッピング周波数変調
成分とそのホッピング周波数変調成分より低い周波数の
データ周波数変調成分を含む高周波信号と、前記ホッピ
ング周波数変調成分の周波数と同じ周波数の第１の信号
を変調成分として含む出力信号とを掛け合わせてデータ
周波数変調成分を復調するための第１の復調信号を抽出
するとともに、前記高周波信号と、前記第１の信号と同
じ周波数であって位相が９０度ずれた第２の信号を変調
成分として含む出力信号とを掛け合わせて前記第１の復
調信号と位相が９０度ずれたデータ周波数変調成分を復
調するための第２の復調信号を抽出するようにした周波
数変換方法をその要旨とする。

【００１５】請求項４の発明は、２つの周波数変調成分
を含む高周波信号と、２つの周波数変調成分のいずれか
一方の変調成分の周波数と同じ周波数の互いに位相が９
０度ずれた信号を変調成分としてそれぞれ含む出力信号
とをそれぞれ掛け合わせて他方の周波数変調成分を復調
するための互いに位相が９０度ずれた復調信号を抽出す
るための抽出手段回路と、前記一方の変調成分の周波数
と同じ周波数であって互いに位相が９０度ずれた信号を
変調成分としてそれぞれ含む出力信号を生成するリファ
レンス信号生成手段とを備えたダウンコンバータをその
要旨とする。

【００１６】請求項５の発明は、ホッピング周波数変調
成分とデータ周波数変調成分を含む高周波信号と、前記
ホッピング周波数変調成分の周波数と同じ周波数の互い
に位相が９０度ずれた信号を変調成分としてそれぞれ含
む出力信号とをそれぞれ掛け合わせてデータ周波数変調
成分を復調するための第１の復調信号とその第１の復調
信号と位相が９０度ずれた第２の復調信号を抽出するた
めの抽出手段と、前記ホッピング周波数変調成分の周波
数と同じ周波数であって互いに位相が９０度ずれた信号
を変調成分としてそれぞれ含む出力信号を生成するリフ
ァレンス信号生成手段とを備えたダウンコンバータをそ
の要旨とする。

【００１７】請求項６の発明は、ホッピング周波数変調
成分とそのホッピング周波数変調成分より低い周波数の
データ周波数変調成分を含む高周波信号と、前記ホッピ
ング周波数変調成分の周波数と同じ周波数の第１の信号
を変調成分として含む出力信号とを掛け合わせてデータ
周波数変調成分を復調するための第１の復調信号を抽出
する第１の抽出手段と、前記高周波信号と、前記第１の
信号と同じ周波数であって位相が９０度ずれた第２の信
号を変調成分として含む出力信号とを掛け合わせて前記
第１の復調信号と位相が９０度ずれたデータ周波数変調
成分を復調するための第２の復調信号を抽出する第２の
抽出手段と、前記第１及び第２の信号を含む出力信号を
生成するリファレンス信号生成手段とを備えたダウンコ
ンバータをその要旨とする。

【００１８】請求項７の発明は、ホッピング周波数変調
成分とそのホッピング周波数変調成分より低い周波数の
データ周波数変調成分を含む高周波信号を入力し分配す
る分配器と、ホッピング周波数変調成分の周波数と同じ
周波数の第１の信号と、その第１の信号と同じ周波数で
あって位相が９０度ずれた第２の信号とを生成するため
のベースバンド信号発生器と、高周波の局部発振信号を
発生するための局部発振器と、ベースバンド信号発生器
からの第１の信号と、局部発振器からの局部発振信号と
を入力し、両信号を掛け合わせて第１の出力信号を生成
するための第１のミキサと、ベースバンド信号発生器か
らの第２の信号と、局部発振器からの局部発振信号とを
入力し、両信号を掛け合わせて第２の出力信号を生成す
るための第２のミキサと、分配器からの高周波信号と、
第１のミキサからの第１の出力信号とを入力し、両信号
を掛け合わせ、その出力を第１のフィルタを介してデー
タ周波数変調成分を復調するための第１の復調信号を抽
出するための第３のミキサと、分配器からの高周波信号
と、第２のミキサからの第２の出力信号とを入力し、両
信号を掛け合わせ、その出力を第２のフィルタを介して
第１の復調信号と位相が９０度ずれたデータ周波数変調
成分を復調するための第２の復調信号を抽出するための
第４のミキサとをからなるダウンコンバータをその要旨
とする。

【００１９】請求項８の発明は、ホッピング周波数変調
成分とそのホッピング周波数変調成分より低い周波数の
データ周波数変調成分を含む高周波信号を入力し分配す
る分配器と、高周波信号と同じ高周波の局部発振信号を
発生するための局部発振器と、前記局部発振器からの局
部発振信号を入力し、その発振信号と同相の同相信号と
その同相信号と位相がマイナス９０度ずれた直交信号を
生成する移相器と、前記分配器からの高周波信号と、移
相器からの同相信号を入力し、両信号を掛け合わせ、そ
の出力を第１のフィルタを介してホッピング周波数変調
成分とそのホッピング周波数変調成分より低い周波数の
データ周波数変調成分からなる復調信号を抽出する第１
の平衡変調器と、前記分配器からの高周波信号と、移相
器からの直交信号を入力し、両信号を掛け合わせ、その
出力を第２のフィルタを介してホッピング周波数変調成
分とそのホッピング周波数変調成分より低い周波数のデ
ータ周波数変調成分からなる復調信号を抽出する第２の
平衡変調器と、前記ホッピング周波数変調成分の周波数
と同じ周波数のベースバンド信号を生成するためのベー
スバンド信号発生器と、前記第１の平衡変調器からの復
調信号と、ベースバンド信号発生器からのベースバンド
信号を入力し、両信号を掛け合わせ、その出力を第３の
フィルタを介してデータ周波数変調成分を復調するため
の第１の復調信号を抽出するための第３の平衡変調器
と、前記第２の平衡変調器からの復調信号と、ベースバ
ンド信号発生器からのベースバンド信号を入力し、両信
号を掛け合わせ、その出力を第４のフィルタを介して前
記第１の復調信号と位相が９０度ずれたデータ周波数変
調成分を復調するための第２の復調信号を抽出するため
の第４の平衡変調器とからなるダウンコンバータをその
要旨とする。

【００２０】請求項１の発明によれば、２つの低周波数
変調成分を含む高周波信号に対して一方の変調成分の周
波数と同じ周波数の互いに位相が９０度ずれた信号を変
調成分としてそれぞれ含む出力信号をそれぞれ掛け合わ
せると、他方の低周波数変調成分からなる互いに位相が
９０度ずれた復調信号が抽出される。

【００２１】請求項２の発明によれば、ホッピング周波
数変調成分とデータ周波数変調成分を含む高周波信号に
対して前記ホッピング周波数変調成分の周波数と同じ周
波数の互いに位相が９０度ずれた信号を変調成分として
それぞれ含む出力信号をそれぞれ掛け合わせると、デー
タ周波数変調成分からなる互いに位相が９０度ずれた復
調信号が抽出される。

【００２２】請求項３の発明によれば、ホッピング周波
数変調成分とそのホッピング周波数変調成分より低い周
波数のデータ周波数変調成分を含む高周波信号に対して
前記ホッピング周波数変調成分の周波数と同じ周波数の
第１の信号を変調成分として含む出力信号を掛け合わせ
ると、データ周波数変調成分からなる第１の復調信号が
抽出される。又、前記高周波信号に対して前記第１の信
号と同じ周波数であって位相が９０度ずれた第２の信号
を変調成分として含む出力信号を掛け合わせると、前記
第１の復調信号と位相が９０度ずれたデータ周波数変調
成分からなる第２の復調信号が抽出される。

【００２３】請求項４の発明によれば、抽出手段は、２
つの周波数変調成分を含む高周波信号と、２つの周波数
変調成分のいずれか一方の変調成分の周波数と同じ周波
数の互いに位相が９０度ずれた信号を変調成分としてそ
れぞれ含む出力信号とをそれぞれ掛け合わせる。そし
て、抽出手段は、他方の周波数変調成分となる互いに位
相が９０度ずれた復調信号を抽出する。リファレンス信
号生成手段は、一方の変調成分の周波数と同じ周波数の
互いに位相が９０度ずれた信号を変調成分としてそれぞ
れ含む出力信号を生成する。

【００２４】請求項５の発明によれば、抽出手段は、ホ
ッピング周波数変調成分とデータ周波数変調成分を含む
高周波信号に対して前記ホッピング周波数変調成分の周
波数と同じ周波数の互いに位相が９０度ずれた信号を変
調成分としてそれぞれ含む出力信号をそれぞれ掛け合わ
せる。そして、抽出手段はデータ周波数変調成分となる
第１の復調信号とその第１の復調信号と位相が９０度ず
れた第２の復調信号を抽出する。リファレンス信号生成
手段は、ホッピング周波数変調成分の周波数と同じ周波
数の互いに位相が９０度ずれた信号を変調成分としてそ
れぞれ含む出力信号を生成する。

【００２５】請求項６の発明によれば、第１の抽出手段
は、ホッピング周波数変調成分とそのホッピング周波数
変調成分より低い周波数のデータ周波数変調成分を含む
高周波信号に対して前記ホッピング周波数変調成分の周
波数と同じ周波数の第１の信号を変調成分として含む出
力信号とを掛け合わせる。そして、第１の抽出手段はデ
ータ周波数変調成分となる第１の復調信号を抽出する。
第２の抽出手段は、前記高周波信号に対して前記第１の
信号と同じ周波数であって位相が９０度ずれた第２の信
号を変調成分として含む出力信号とを掛け合わせる。そ
して、第２の抽出手段は第１の復調信号と位相が９０度
ずれたデータ周波数変調成分となる第２の復調信号を抽
出する。リファレンス信号生成手段は第１及び第２の信
号を含む出力信号を生成する。

【００２６】請求項７の発明によれば、分配器はホッピ
ング周波数変調成分とそのホッピング周波数変調成分よ
り低い周波数のデータ周波数変調成分を含む高周波信号
を入力し分配する。ベースバンド信号発生器は、ホッピ
ング周波数変調成分の周波数と同じ周波数の第１の信号
と、その第１の信号と同じ周波数であって位相が９０度
ずれた第２の信号とを生成する。局部発振器は高周波の
局部発振信号を発生する。第１のミキサは、前記ベース
バンド信号発生器からの第１の信号と、前記局部発振器
からの局部発振信号とを入力し、両信号を掛け合わせて
第１の出力信号を生成する。第２のミキサは、ベースバ
ンド信号発生器からの第２の信号と、局部発振器からの
局部発振信号とを入力し、両信号を掛け合わせて第２の
出力信号を生成する。

【００２７】第３のミキサは、前記分配器からの高周波
信号と、第１のミキサからの第１の出力信号とを入力
し、両信号を掛け合わせ、その出力を第１のフィルタを
介してデータ周波数変調成分となる第１の復調信号を抽
出する。第４のミキサは、前記分配器からの高周波信号
と、第２のミキサからの第２の出力信号とを入力し、両
信号を掛け合わせ、その出力を第２のフィルタを介して
第１の復調信号と位相が９０度ずれたデータ周波数変調
成分となる第２の復調信号を抽出する。

【００２８】請求項８の発明によれば、分配器は、ホッ
ピング周波数変調成分とそのホッピング周波数変調成分
より低い周波数のデータ周波数変調成分を含む高周波信
号を第１及び第２の平衡変調器にそれぞれ分配する。移
相器は、局部発振器からの局部発振信号を入力し、その
発振信号と同相の同相信号を第１の平衡変調器に、その
同相信号と位相がマイナス９０度ずれた直交信号を第２
の平衡変調器に出力する。第１の平衡変調器は、高周波
信号と同相信号を入力し、両信号を掛け合わせ、その出
力を第１のフィルタを介してホッピング周波数変調成分
とそのホッピング周波数変調成分より低い周波数のデー
タ周波数変調成分からなる復調信号を抽出し第３の平衡
変調器に出力する。第２の平衡変調器は、高周波信号と
直交信号を入力し、両信号を掛け合わせ、その出力を第
２のフィルタを介してホッピング周波数変調成分とその
ホッピング周波数変調成分より低い周波数のデータ周波
数変調成分からなる復調信号を抽出し第４の平衡変調器
に出力する。

【００２９】ベースバンド信号発生器は、ホッピング周
波数変調成分の周波数と同じ周波数のベースバンド信号
を生成し、第３及び第４の平衡変調器に出力する。第３
の平衡変調器は、第１の平衡変調器からの復調信号とベ
ースバンド信号発生器からのベースバンド信号を掛け合
わせ、その出力を第３のフィルタを介してデータ周波数
変調成分を復調するための第１の復調信号を抽出する。
第４の平衡変調器は、第２の平衡変調器からの復調信号
と、ベースバンド信号発生器からのベースバンド信号を
掛け合わせ、その出力を第４のフィルタを介して前記第
１の復調信号と位相が９０度ずれたデータ周波数変調成
分を復調するための第２の復調信号を抽出する。

【００３０】

【発明の実施の形態】

（第一の実施の形態）以下、本発明をスペクトル拡散通
信方式の受信機に設けたダウンコンバータに具体化した
第一の実施の形態を図１に従って説明する。尚、従来、
ホッピング周波数ω1 は、 １ＭＨZ ＜ω1 ＜２５ＭＨZ であった。本実施の形態では、受信機側のＤＤＳに使用
される基本クロックの周波数を低く抑えるため、ホッピ
ング周波数ω1 を、 −１２ＭＨZ ＜ω1 ＜−１ＭＨZ 及び１ＭＨZ ＜ω1 ＜
１２ＭＨZ とする。つまり、負の周波数を用いることにより、周波
数帯域を半減させることを考える。

【００３１】負の周波数は、信号の位相角を逆回転に変
化させることにより表現することができる。同相信号Ｉ
と直交信号Ｑの各々のベクトルの合成により位相角を表
現できるので、同相信号Ｉと直交信号Ｑの各々のベクト
ルを変化させることにより位相角の回転方向を制御する
ことができる。図３で示すように、アップコンバータ側
のＤＤＳ５０ａは、同相信号Ｉと直交信号Ｑの両信号を
出力することができる構成なので、ＤＤＳ５０ａ内で発
生させる同相信号Ｉと直交信号Ｑのベクトルを制御する
ことで負の周波数を扱うことが可能である。又、同相信
号Ｉと直交信号Ｑの各々のベクトル変化を調べることに
より位相角の回転信号を知ることができるので、受信機
側で負の周波数を扱うために受信信号を同相信号Ｉと直
交信号Ｑに分離して、二次及び一次復調を行うこととす
る。又、本実施の形態では図３において、局部発振器５
２から出力される発振信号Ｓを２４７１ＭＨZ とする。

【００３２】この負の周波数帯を使用したダウンコンバ
ータの一例を図１に示す。分配器６１は、アンテナ６２
を介して送信機からの高周波信号Ｓ0 （＝ｃｏｓω3 )
を入力し、第１及び第２の平衡変調器６３，６４にそれ
ぞれ出力する。

【００３３】 尚、ω3 ＝２４８４−ω1 −Δω ω1 高域の場合；−１２＜ω1 ＜−１ 低域の場合； １＜ω1 ＜１２ Δω 高域の場合；−０．８，−０．６，−０．４，−０．２ 低域の場合； ０．２，０．４，０．６，０．８ ω3 、ω1 及びΔωの単位はＭＨZ である。

【００３４】移相器６５は、局部発振器６６から２４８
４ＭＨZ の発振信号を入力し、発振信号と同相の同相信
号Ｉ2 （＝ｃｏｓ（２４８４））を第１の平衡変調器６
３に出力する。又、移相器６５は、同相信号Ｉ2 と位相
がマイナス９０度ずれた直交信号Ｑ2 （＝ｓｉｎ（２４
８４））を第２の平衡変調器６４に出力する。

【００３５】第１の平衡変調器６３は、送信機からの高
周波信号Ｓ0 と同相信号Ｉ2 をミキシングして第１のフ
ィルタ６７に出力する。第１のフィルタ６７は、遮断周
波数が１３ＭＨZ のロウパスフィルタであって、１３Ｍ
ＨZ 未満の低い周波数の信号Ｉ3 （＝ｃｏｓ（ω3 −２
４８４））が復調回路に出力される。

【００３６】第２の平衡変調器６４は、送信機からの高
周波信号Ｓ0 と直交信号Ｑ2 をミキシングして第２のフ
ィルタ６８に出力する。第２のフィルタ６８は、遮断周
波数が１３ＭＨZ のロウパスフィルタであって、１３Ｍ
ＨZ 未満の低い周波数の信号Ｑ3 （＝−ｓｉｎ（ω3 −
２４８４））が復調回路に出力される。つまり、この場
合、ダウンコンバータは、いわゆる直交復調器の構成に
なっていて、次段の一次復調回路に出力される信号は１
〜１２ＭＨZ の周波数にダウンコンバートされる。

【００３７】第３の平衡変調器７１は、第１のフィルタ
６７からの信号Ｉ3 を入力する。第４の平衡変調器７２
は、第２のフィルタ６８からの信号Ｑ3 を入力する。第
３及び第４の平衡変調器７１，７２は、分配器７３を介
してベースバンド信号発生器７４からベースバンド信号
Ｂ（＝ｃｏｓω1 ）を入力する。ベースバンド信号発生
器７４は、ダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）
７４ａ、Ｄ／Ａ変換器７４ｂ、及び、フィルタ７４ｃと
から構成されている。そして、ＤＤＳ７４ａは、Ｄ／Ａ
変換器７４ｂ、及び、フィルタ７４ｃを介して第３及び
第４の平衡変調器７１，７２に出力するベースバンド信
号Ｂを生成する。このベースバンド信号Ｂの周波数は、
図３で示した送信機においてアップコンバータに使用さ
れたベースバンド信号発生器５０が出力する同相信号Ｉ
1 から変調成分Δωを除いた信号である。従って、ベー
スバンド信号Ｂを作るために必要な基本クロックの周波
数は、２４ＭＨZ となる。

【００３８】第３の平衡変調器７１は、第１のフィルタ
６７からの信号Ｉ3 とＤＤＳ７４ａからのベースバンド
信号Ｂをミキシングした（掛け合わせた）信号Ｉを第３
のフィルタ７５に出力する。第３のフィルタ７５は、遮
断周波数が１ＭＨZ のロウパスフィルタであって、１Ｍ
ＨZ 未満の低い周波数の信号Ｉが出力される。つまり、
信号Ｉは以下のように表される。

【００３９】 Ｉ＝ｃｏｓ（ω3 −２４８４＋ω1 ）＋ｃｏｓ（ω3 −２４８４−ω1 ） ＝ｃｏｓ（Δω）＋ｃｏｓ（−２ω1 −Δω） ＝ｃｏｓ（Δω）＋ｃｏｓ（２ω1 ＋Δω） そして、右辺第２項（＝ｃｏｓ（２ω1 ＋Δω））を第
３のフィルタ７５にて除去することにより、右辺第１項
（＝ｃｏｓ（Δω））の所望の復調出力（同相成分）を
得ることができる。

【００４０】一方、第４の平衡変調器７２は、第２のフ
ィルタ６８からの信号Ｑ3 とＤＤＳ７４ａからのベース
バンド信号Ｂをミキシングした（掛け合わせた）信号Ｑ
を第４のフィルタ７６に出力する。第４のフィルタ７６
は、遮断周波数が１ＭＨZ のロウパスフィルタであっ
て、１ＭＨZ 未満の低い周波数の信号Ｑが出力される。
つまり、信号Ｑは以下のようになる。

【００４１】 Ｑ＝ｓｉｎ（ω3 −２４８４＋ω1 ）−ｓｉｎ（ω3 −２４８４−ω1 ） ＝ｓｉｎ（−Δω）−ｓｉｎ（−２ω1 −Δω） ＝ｓｉｎ（Δω）＋ｓｉｎ（２ω1 ＋Δω） そして、右辺第２項（＝ｓｉｎ（２ω1 ＋Δω））を第
４のフィルタ７６にて除去することにより、右辺第１項
（＝ｓｉｎ（Δω））の所望の復調出力（直交成分）を
得ることができる。

【００４２】即ち、第３及び第４の平衡変調器７１，７
２は、直交復調器よりなるダウンコンバータによって、
１〜１２ＭＨZ の周波数にダウンコンバートされた信号
Ｉ3，Ｑ3 を入力する。従って、第３及び第４の平衡変
調器７１，７２は、分配器７３を介してベースバンド信
号発生器７４からのベースバンド信号Ｂが１〜１２ＭＨ
Z となる。その結果、ベースバンド信号Ｂを作るための
基本クロックの周波数は２４ＭＨZ にすることができ
る。

【００４３】以上詳述したように、本実施の形態は以下
の効果を奏する。 （１）本実施の形態では、ベースバンド信号発生器７４
から出力するベースバンド信号Ｂは、送信機から出力さ
れる高周波信号Ｓ0 （＝ｃｏｓω3 ) の変調成分の１つ
であるホッピング周波数ω1 と同じ周波数である。従っ
て、ベースバンド信号発生器７４から出力されるベース
バンド信号Ｂの周波数は、１〜１２ＭＨZ である。その
結果、ＤＤＳ７４ａは、１〜１２ＭＨZ のベースバンド
信号Ｂを生成するための基本クロックは低い周波数を使
用することができる。

【００４４】（２）基本クロックの周波数を低くするこ
とができることから、発熱による放熱対策が不要になる
とともに、精度の高い信号を得ることができる。 （第二の実施の形態）次に、本発明をスペクトル拡散通
信方式の受信機に設けたダウンコンバータに具体化した
第二の実施の形態を図２に従って説明する。尚、受信機
が受信する送信機からの高周波信号Ｓ0 は、説明の便宜
上前記図１で説明した高周波信号Ｓ0（＝ｃｏｓω3 )
と同じものとする。

【００４５】図２はスペクトル拡散通信方式の受信機の
一次復調回路を説明するためのブロック回路を示す。第
１の分配器１０は、アンテナ１１を介して送信機からの
高周波信号としての高周波信号Ｓ0 を入力し、第３及び
第４の平衡変調器１２，１３にそれぞれ出力する。

【００４６】ベースバンド信号発生器１４は、ダイレク
トデジタル周波数シンセサイザ（ＤＤＳ）１４ａ、Ｄ／
Ａ変換器１４ｂ，１４ｃ、及び、フィルタ１４ｄ，１４
ｅとから構成されている。ＤＤＳ１４ａは、図３で説明
した送信機のベースバンド信号発生器５０が出力する同
相信号Ｉ1 及び直交信号Ｑ1 と全く同じ同相信号Ｉ5
（＝ｃｏｓω1 ）及び直交信号Ｑ5 （＝ｓｉｎω1 ）
を、Ｄ／Ａ変換器１４ｂ，１４ｃ及びフィルタ１４ｄ，
１４ｅを介して、第１及び第２の平衡変調器１５，１６
にそれぞれ出力する。この同相信号Ｉ5 と直交信号Ｑ5
の周波数ω1 は、図示しない中央演算処理装置（ＣＰ
Ｕ）に基づいて制御され、図３で説明した送信機のベー
スバンド信号発生器５０と同じ帯域で出力される。

【００４７】即ち、周波数ω1 は、 ω1 ＜０のとき（高域）、−１２ＭＨZ ＜ω1 ＜−１Ｍ
ＨZ ０＜ω1 のとき（低域）、 １ＭＨZ ＜ω1 ＜１２Ｍ
ＨZ となる。

【００４８】第１の平衡変調器１５は同相信号Ｉ5 を入
力する。又、第１の平衡変調器１５は、第２の分配器１
７を介して局部発振器１８から２４８４ＭＨZ の発振信
号ＳL を入力する。第１の平衡変調器１５は、同相信号
Ｉ5 と発振信号ＳL とをミキシングし、その出力信号を
第１のリファレンス信号Ｓ１として第３の平衡変調器１
２に出力する。尚、ミキシングして第１の平衡変調器１
５から出力される第１のリファレンス信号Ｓ１は、以下
のように表される。

【００４９】Ｓ１＝ｃｏｓ（２４８４＋ω1 ）＋ｃｏｓ
（２４８４−ω1 ） 第２の平衡変調器１６は直交信号Ｑ5 を入力する。又、
第２の平衡変調器１６は、第２の分配器１７を介して局
部発振器１８から２４８４ＭＨZ の発振信号ＳL を入力
する。第２の平衡変調器１６は、直交信号Ｑ5 と発振信
号ＳL とをミキシングし、その出力信号を第２のリファ
レンス信号Ｓ２として第４の平衡変調器１３に出力す
る。尚、ミキシングして第２の平衡変調器１６から出力
される第２のリファレンス信号Ｓ２は、以下のように表
される。

【００５０】Ｓ２＝ｓｉｎ（２４８４＋ω1 ）−ｓｉｎ
（２４８４−ω1 ） そして、本実施の形態では、ベースバンド信号発生器１
４、第１の平衡変調器１５、第２の平衡変調器１６、第
２の分配器１７及び局部発振器１８とによりリファレン
ス信号生成手段を構成している。

【００５１】第３の平衡変調器１２は、第１の分配器１
０からの高周波信号Ｓ0 と第１の平衡変調器１５からの
第１のリファレンス信号Ｓ１をミキシングした（掛け合
わせた）信号Ｉを第１のフィルタ１９に出力する。第１
のフィルタ１９は、遮断周波数が１ＭＨZ のロウパスフ
ィルタであって、１ＭＨZ 未満の低い周波数の信号Ｉが
出力される。この第３の平衡変調器１２のミキシングに
より、信号Ｉは以下のように表される。

【００５２】 Ｉ＝ｃｏｓ（ω3 ＋（２４８４＋ω1 ）） ＋ｃｏｓ（ω3 −（２４８４＋ω1 ）） ＋ｃｏｓ（ω3 ＋（２４８４−ω1 ）） ＋ｃｏｓ（ω3 −（２４８４−ω1 ）） ＝ｃｏｓ（４９６８−Δω）＋ｃｏｓ（−Δω−２ω1 ） ＋ｃｏｓ（４９６８−２ω1 −Δω）＋ｃｏｓ（−Δω） そして、右辺第１項及び第３項は、第１のフィルタ１９
で除去すると、信号Ｉは次のようになる。

【００５３】 Ｉ＝ｃｏｓ（−Δω−２ω1 ）＋ｃｏｓ（−Δω） ＝ｃｏｓ（Δω＋２ω1 ）＋ｃｏｓ（Δω） さらに、右辺第１項（＝ｃｏｓ（Δω＋２ω1 ））を同
様に第１のフィルタ１９にて除去することにより、右辺
第２項（＝ｃｏｓ（Δω））の所望の復調出力（同相成
分）が第１のフィルタ１９から出力される。

【００５４】第４の平衡変調器１３は、第１の分配器１
０からの高周波信号Ｓ0 と第２の平衡変調器１６からの
第２のリファレンス信号Ｓ２をミキシングした（掛け合
わせた）信号Ｑを第２のフィルタ２０に出力する。第２
のフィルタ２０は、遮断周波数が１ＭＨZ のロウパスフ
ィルタであって、１ＭＨZ 未満の低い周波数の信号Ｑが
出力される。この第４の平衡変調器１３のミキシングに
より、信号Ｑは以下のように表される。

【００５５】 Ｑ＝ｓｉｎ（ω3 ＋（２４８４＋ω1 ）） −ｓｉｎ（ω3 −（２４８４＋ω1 ）） −ｓｉｎ（ω3 ＋（２４８４−ω1 ）） ＋ｓｉｎ（ω3 −（２４８４−ω1 ）） ＝ｓｉｎ（４９６８−Δω）−ｓｉｎ（−Δω−２ω1 ） −ｓｉｎ（４９６８−２ω1 −Δω）＋ｓｉｎ（−Δω） そして、右辺第１項及び第３項は、第２のフィルタ２０
で除去すると、信号Ｑは次のようになる。

【００５６】 Ｑ＝−ｓｉｎ（−Δω−２ω1 ）＋ｓｉｎ（−Δω） ＝ｓｉｎ（Δω＋２ω1 ）＋ｓｉｎ（−Δω） さらに、右辺第１項（＝ｓｉｎ（Δω＋２ω1 ））は同
様に第２のフィルタ２０にて除去されることにより、右
辺第２項（＝ｓｉｎ（−Δω））の所望の復調出力（直
交成分）が第２のフィルタ２０から出力される。

【００５７】上記のように構成したダウンコバータの作
用について説明する。高周波信号Ｓ0 は、アンテナ１１
及び第１の分配器１０を介して第３及び第４の平衡変調
器１２，１３にそれぞれ出力される。

【００５８】一方、ベースバンド信号発生器１４は、高
周波信号Ｓ0 に含まれるホッピング周波数ω1 の同相信
号Ｉ1 と同じ周波数の同相信号Ｉ5 と、その同相信号Ｉ
5 と位相がプラス９０度ずれた直交信号Ｑ5 を出力す
る。第１の平衡変調器１５は、この同相信号Ｉ5 と発振
信号ＳL とをミキシングし、その第１のリファレンス信
号Ｓ１を第３の平衡変調器１２に出力する。第２の平衡
変調器１６は、直交信号Ｑ5 と発振信号ＳL とをミキシ
ングし、その第２のリファレンス信号Ｓ２を第４の平衡
変調器１３に出力する。

【００５９】第３の平衡変調器１２は、高周波信号Ｓ0
と第１のリファレンス信号Ｓ１を掛け合わせた信号Ｉを
出力する。信号Ｉは、第１のフィルタ１９にて１ＭＨZ
以上高い周波数が除去される。即ち、Ｉ＝ｃｏｓ（Δ
ω）となる信号Ｉが第１のフィルタ１９から出力され
る。

【００６０】第４の平衡変調器１３は、高周波信号Ｓ0
と第２のリファレンス信号Ｓ２を掛け合わせた信号Ｑを
出力する。信号Ｑは、第２のフィルタ２０にて１ＭＨZ
以上高い周波数が除去される。即ち、Ｑ＝ｓｉｎ（−Δ
ω）となる信号Ｑが第２のフィルタ２０から出力され
る。

【００６１】両信号Ｉ，Ｑは、次段の図示しないＭＦＳ
Ｋ（Multi-level Frequency ShiftKeying）／ＰＳＫ（P
hase Shift Keying）復調回路に出力される。そして、
ＭＦＳＫ／ＰＳＫ復調回路により周波数と位相が識別さ
れ、さらに識別結果に基づいて符号語の判定が行われ
る。

【００６２】以上詳述したように、本実施の形態は以下
の効果を奏する。 （１）本実施の形態では、ダウンコンバータを第１〜第
４の平衡変調器１２，１３，１５，１６と、第１及び第
２の分配器１０，１７、ＤＤＳ１４ａを含むベースバン
ド信号発生器１４、及び、局部発振器１８等で構成し
た。従って、移相器を用いないことから、移相器が有す
る高周波領域での位相ずれやレベル差の発生がなく、誤
差のない信号Ｉ，Ｑを抽出することができる。

【００６３】（２）本実施の形態では、ベースバンド信
号発生器１４から出力する同相信号Ｉ5 と直交信号Ｑ5
は、送信機から出力される高周波信号Ｓ0 （＝ｃｏｓω
3 )の変調成分の１つであるホッピング周波数ω1 と同
じ周波数である。従って、ベースバンド信号発生器１４
から出力される同相信号Ｉ5 と直交信号Ｑ5 の周波数
は、１〜１２ＭＨZ である。その結果、ＤＤＳ１４ａ
は、１〜１２ＭＨZ の同相信号Ｉ5 及び直交信号Ｑ5 を
生成するための基本クロックは低い周波数を使用するこ
とができる。

【００６４】（３）基本クロックの周波数を低くするこ
とができることから、発熱による放熱対策が不要になる
とともに、精度の高い信号を得ることができる。尚、本
発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、以下
のように実施してもよい。

【００６５】（１）ホッピング周波数ω1 や発振信号Ｓ
の周波数を適宜変更して実施してもよい。 （２）上記実施の形態では、スペクトル拡散通信方式の
受信機に具体化したが、その他の通信方式の受信回路に
このダウンコンバータを応用してもよい。

【００６６】尚、上記各実施例から把握できる請求項の
発明以外の技術思想について、以下にそれらの効果と共
に記載する。請求項７に記載のダウンコンバータにおい
て、第１及び第２のフィルタは、遮断周波数がホッピン
グ周波数変調成分の周波数のロウパスフィルタであるコ
ンバータ。従って、第１及び第２のフィルタにてホッピ
ング周波数変調成分が除去される。そして、ホッピング
周波数変調成分の周波数より低いデータ周波数変調成分
となる第１及び第２の復調信号が第１及び第２のフィル
タを介して抽出される。

【００６７】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、Ｄ
ＤＳに使用される基本クロック周波数を低く抑えること
ができ、誤差の少ない出力信号を得ることができる優れ
た効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】第一の実施形態の受信機の一次復調回路を示す
ブロック回路図。

【図２】第二の実施形態の受信機の一次復調回路を示す
ブロック回路図。

【図３】一次及び二次変調のためのアップコンバータの
ブロック回路図。

【図４】従来のベースバンド信号発生器の出力信号の周
波数帯域を示す説明図

【図５】従来の送信機の平衡変調器の出力信号の周波数
帯域を示す説明図。

【図６】従来の受信機のダウンコンバータを示す要部ブ
ロック回路図。

【符号の説明】

１０…第１の分配器 １１…アンテナ １２…第３の平衡変調器 １３…第４の平衡変調器 １４…ベースバンド信号発生器 １５…第１の平衡変調器 １６…第２の平衡変調器 １７…第２の分配器 １８…局部発信器 １９…第１のフィルタ ２０…第２のフィルタ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つの低周波数変調成分（ω1 ，Δω）
   を含む高周波信号（Ｓ0 ）と、前記２つの低周波数変調
   成分（ω1 ，Δω）のいずれか一方の変調成分（ω1 ）
   の周波数と同じ周波数の互いに位相が９０度ずれた信号
   （Ｉ5 ，Ｑ5）を変調成分としてそれぞれ含むリファレ
   ンス信号（Ｓ１，Ｓ２）とをそれぞれ掛け合わせて他方
   の低周波数変調成分（Δω）を復調するための互いに位
   相が９０度ずれた復調信号（Ｉ，Ｑ）を抽出するように
   した周波数変換方法。
2. 【請求項２】 ホッピング周波数変調成分（ω1 ）とデ
   ータ周波数変調成分（Δω）を含む高周波信号（Ｓ0 ）
   に対して前記ホッピング周波数変調成分（ω1 ）の周波
   数と同じ周波数の互いに位相が９０度ずれた信号（Ｉ5
   ，Ｑ5 ）を変調成分としてそれぞれ含むリファレンス
   信号（Ｓ１，Ｓ２）をそれぞれ掛け合わせてデータ周波
   数変調成分（Δω）を復調するための互いに位相が９０
   度ずれた復調信号（Ｉ，Ｑ）を抽出するようにした周波
   数変換方法。
3. 【請求項３】 ホッピング周波数変調成分（ω1 ）とそ
   のホッピング周波数変調成分（ω1 ）より低い周波数の
   データ周波数変調成分（Δω）を含む高周波信号（Ｓ0
   ）と、前記ホッピング周波数変調成分（ω1 ）の周波
   数と同じ周波数の第１の信号（Ｉ5 ）を変調成分として
   含む第１のリファレンス信号（Ｓ１）とを掛け合わせて
   データ周波数変調成分（Δω）を復調するための第１の
   復調信号（Ｉ）を抽出するとともに、 前記高周波信号（Ｓ0 ）と、前記第１の信号（Ｉ5 ）と
   同じ周波数であって位相が９０度ずれた第２の信号（Ｑ
   5 ）を変調成分として含む第２のリファレンス信号（Ｓ
   ２）とを掛け合わせて前記第１の復調信号（Ｉ）と位相
   が９０度ずれたデータ周波数変調成分（Δω）を復調す
   るための第２の復調信号（Ｑ）を抽出するようにした周
   波数変換方法。
4. 【請求項４】 ２つの周波数変調成分（ω1 ，Δω）を
   含む高周波信号（Ｓ0 ）と、２つの周波数変調成分（ω
   1 ，Δω）のいずれか一方の変調成分（ω1）の周波数
   と同じ周波数の互いに位相が９０度ずれた信号（Ｉ5 ，
   Ｑ5 ）を変調成分としてそれぞれ含むリファレンス信号
   （Ｓ１，Ｓ２）とをそれぞれ掛け合わせて他方の周波数
   変調成分（Δω）を復調するための互いに位相が９０度
   ずれた復調信号（Ｉ，Ｑ）を抽出するための抽出手段
   （１０，１２，１３）と、 前記一方の変調成分（ω1 ）の周波数と同じ周波数であ
   って互いに位相が９０度ずれた信号（Ｉ5 ，Ｑ5 ）を変
   調成分としてそれぞれ含むリファレンス信号（Ｓ１，Ｓ
   ２）を生成するリファレンス信号生成手段（１４，１
   ５，１６，１７，１８）とを備えたことを特徴とするダ
   ウンコンバータ。
5. 【請求項５】 ホッピング周波数変調成分（ω1 ）とデ
   ータ周波数変調成分（Δω）を含む高周波信号（Ｓ0 ）
   と、前記ホッピング周波数変調成分（ω1 ）の周波数と
   同じ周波数の互いに位相が９０度ずれた信号（Ｉ5 ，Ｑ
   5 ）を変調成分としてそれぞれ含むリファレンス信号
   （Ｓ１，Ｓ２）とをそれぞれ掛け合わせてデータ周波数
   変調成分（Δω）を復調するための第１の復調信号
   （Ｉ）とその第１の復調信号（Ｉ）と位相が９０度ずれ
   た第２の復調信号（Ｑ）を抽出するための抽出手段（１
   ０，１２，１３）と、 前記ホッピング周波数変調成分（ω1 ）の周波数と同じ
   周波数であって互いに位相が９０度ずれた信号（Ｉ5 ，
   Ｑ5 ）を変調成分としてそれぞれ含むリファレンス信号
   （Ｓ１，Ｓ２）を生成するリファレンス信号生成手段
   （１４，１５，１６，１７，１８）とを備えたことを特
   徴とするダウンコンバータ。
6. 【請求項６】 ホッピング周波数変調成分（ω1 ）とそ
   のホッピング周波数変調成分（ω1 ）より低い周波数の
   データ周波数変調成分（Δω）を含む高周波信号（Ｓ0
   ）と、前記ホッピング周波数変調成分（ω1 ）の周波
   数と同じ周波数の第１の信号（Ｉ5 ）を変調成分として
   含む第１のリファレンス信号（Ｓ１）とを掛け合わせて
   データ周波数変調成分（Δω）を復調するための第１の
   復調信号（Ｉ）を抽出する第１の抽出手段（１０，１
   ２）と、 前記高周波信号（Ｓ0 ）と、前記第１の信号（Ｉ5 ）と
   同じ周波数であって位相が９０度ずれた第２の信号（Ｑ
   5 ）を変調成分として含む第２のリファレンス信号（Ｓ
   ２）とを掛け合わせて前記第１の復調信号（Ｉ）と位相
   が９０度ずれたデータ周波数変調成分（Δω）を復調す
   るための第２の復調信号（Ｑ）を抽出する第２の抽出手
   段（１０，１３）と、 前記第１及び第２の信号（Ｉ5 ，Ｑ5 ）を含む第１及び
   第２のリファレンス信号（Ｓ１，Ｓ２）を生成するリフ
   ァレンス信号生成手段（１４，１５，１６，１７，１
   ８）とを備えたことを特徴とするダウンコンバータ。
7. 【請求項７】 ホッピング周波数変調成分（ω1 ）とそ
   のホッピング周波数変調成分（ω1 ）より低い周波数の
   データ周波数変調成分（Δω）を含む高周波信号（Ｓ0
   ）を入力し分配する分配器（１０）と、 前記ホッピング周波数変調成分（ω1 ）の周波数と同じ
   周波数の第１の信号（Ｉ5 ）と、その第１の信号（Ｉ5
   ）と同じ周波数であって位相が９０度ずれた第２の信
   号（Ｑ5 ）とを生成するためのベースバンド信号発生器
   （１４）と、 高周波の局部発振信号（ＳL ）を発生するための局部発
   振器（１８）と、 前記ベースバンド信号発生器（１４）からの第１の信号
   （Ｉ5 ）と、前記局部発振器（１８）からの局部発振信
   号（ＳL ）とを入力し、両信号（Ｉ5 ，ＳL ）を掛け合
   わせて第１のリファレンス信号（Ｓ１）を生成するため
   の第１のミキサ（１５）と、 前記ベースバンド信号発生器（１４）からの第２の信号
   （Ｑ5 ）と、前記局部発振器（１８）からの局部発振信
   号（ＳL ）とを入力し、両信号（Ｑ5 ，ＳL ）を掛け合
   わせて第２のリファレンス信号（Ｓ２）を生成するため
   の第２のミキサ（１６）と、 前記分配器（１０）からの高周波信号（Ｓ0 ）と、前記
   第１のミキサ（１５）からの第１のリファレンス信号
   （Ｓ１）とを入力し、両信号（Ｓ0 ，Ｓ１）を掛け合わ
   せ、その出力を第１のフィルタ（１９）を介してデータ
   周波数変調成分（Δω）を復調するための第１の復調信
   号（Ｉ）を抽出するための第３のミキサ（１２）と、 前記分配器（１０）からの高周波信号（Ｓ0 ）と、前記
   第２のミキサ（１６）からの第２のリファレンス信号
   （Ｓ２）とを入力し、両信号（Ｓ0 ，Ｓ２）を掛け合わ
   せ、その出力を第２のフィルタ（２０）を介して前記第
   １の復調信号（Ｉ）と位相が９０度ずれたデータ周波数
   変調成分（Δω）を復調するための第２の復調信号
   （Ｑ）を抽出するための第４のミキサ（１３）とをから
   なるダウンコンバータ。
8. 【請求項８】 ホッピング周波数変調成分（ω1 ）とそ
   のホッピング周波数変調成分（ω1 ）より低い周波数の
   データ周波数変調成分（Δω）を含む高周波信号（Ｓ0
   ）を入力し分配する分配器（６１）と、 高周波信号（Ｓ0 ）と同じ高周波の局部発振信号を発生
   するための局部発振器（６６）と、 前記局部発振器（６６）からの局部発振信号を入力し、
   その発振信号と同相の同相信号（Ｉ２）とその同相信号
   （Ｉ２）と位相がマイナス９０度ずれた直交信号（Ｑ
   ２）を生成する移相器（６５）と、 前記分配器（６１）からの高周波信号（Ｓ0 ）と、移相
   器（６５）からの同相信号（Ｉ２）を入力し、両信号
   （Ｓ0 ，Ｉ２）を掛け合わせ、その出力を第１のフィル
   タ（６７）を介してホッピング周波数変調成分（ω1 ）
   とそのホッピング周波数変調成分（ω1 ）より低い周波
   数のデータ周波数変調成分（Δω）からなる復調信号
   （Ｉ３）を抽出する第１の平衡変調器（６３）と、 前記分配器（６１）からの高周波信号（Ｓ0 ）と、移相
   器（６５）からの直交信号（Ｑ２）を入力し、両信号
   （Ｓ0 ，Ｑ２）を掛け合わせ、その出力を第２のフィル
   タ（６８）を介してホッピング周波数変調成分（ω1 ）
   とそのホッピング周波数変調成分（ω1 ）より低い周波
   数のデータ周波数変調成分（Δω）からなる復調信号
   （Ｑ３）を抽出する第２の平衡変調器（６４）と、 前記ホッピング周波数変調成分（ω1 ）の周波数と同じ
   周波数のベースバンド信号（Ｂ）を生成するためのベー
   スバンド信号発生器（７４）と、 前記第１の平衡変調器（６３）からの復調信号（Ｉ３）
   と、ベースバンド信号発生器（７４）からのベースバン
   ド信号（Ｂ）を入力し、両信号（Ｉ３，Ｂ）を掛け合わ
   せ、その出力を第３のフィルタ（７５）を介してデータ
   周波数変調成分（Δω）を復調するための第１の復調信
   号（Ｉ）を抽出するための第３の平衡変調器（７１）
   と、 前記第２の平衡変調器（６４）からの復調信号（Ｑ３）
   と、ベースバンド信号発生器（７４）からのベースバン
   ド信号（Ｂ）を入力し、両信号（Ｑ３，Ｂ）を掛け合わ
   せ、その出力を第４のフィルタ（７６）を介して前記第
   １の復調信号（Ｉ）と位相が９０度ずれたデータ周波数
   変調成分（Δω）を復調するための第２の復調信号
   （Ｑ）を抽出するための第４の平衡変調器（７２）とか
   らなるダウンコンバータ。