JPH09116338A - 遅延型ｆｍ復調回路 - Google Patents

遅延型ｆｍ復調回路

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JPH09116338A
JPH09116338A JP7271190A JP27119095A JPH09116338A JP H09116338 A JPH09116338 A JP H09116338A JP 7271190 A JP7271190 A JP 7271190A JP 27119095 A JP27119095 A JP 27119095A JP H09116338 A JPH09116338 A JP H09116338A
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delay
circuit
input signal
time
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Michihiro Adachi
道洋 足立
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
    • H03D3/06—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by combining signals additively or in product demodulators

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Television Signal Processing For Recording (AREA)
  • Television Receiver Circuits (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】遅延型ＦＭ復調回路において、比較的緩やかな
阻止特性を持つＬＰＦを使用した場合でも演算出力信号
中の高調波を十分に除去する。 【解決手段】ＦＭ変調された入力信号が正方向に最大周
波数偏移した時の信号周期の１／２より短い時間内で順
次大きくなる時間（例えば１／８、１／４、３／８）だ
け遅延した第１〜第３の信号を得る第１〜第３の遅延回
路１２〜１４と、入力信号と第１の信号とを乗算する第
１の乗算回路１５と、第２の信号と第３の信号とを乗算
する第２の乗算回路１６と、第１の乗算回路の出力信号
と第２の乗算回路の出力信号とを加算する加算回路１７
とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ復調回路に係
り、特に遅延型ＦＭ復調回路に関するもので、例えばＥ
ＩＡＪ方式ＴＶ音声多重放送受信装置や家庭用ＶＴＲ再
生装置などに使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】搬送波信号の周波数に対して帯域占有率
が高いＦＭ信号、例えばＥＩＡＪ（日本工業規格会）方
式ＴＶ（テレビジョン）音声多重放送の副音声信号や家
庭用ＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）の輝度記録信号な
どを復調する場合、一般には図１０に示すような遅延型
ＦＭ復調回路が用いられる。
【０００３】図１０の遅延型ＦＭ復調回路において、１
０１はリミッタアンプ（振幅制限増幅回路）、１０２は
第１の遅延回路、１０３は乗算回路、１０４はＬＰＦ
（低域通過濾波器）である。
【０００４】図１１は、図１０の遅延型ＦＭ復調回路に
おいて入力信号周期の１／４の時間が遅延回路の遅延時
間と等しい時の動作を示すために各部の波形例を示して
いる。
【０００５】図１２は、図１０の遅延型ＦＭ復調回路に
おいて、入力周波数が図１１に示した周波数より低い時
の動作を示すために各部の波形例を示している。図１３
は、図１０の遅延型ＦＭ復調回路において、入力周波数
が図１１に示した周波数より高い時の動作を示すために
各部の波形例を示している。
【０００６】次に、図１０の遅延型ＦＭ復調回路におけ
るＦＭ復調の動作原理について、例えば図１４（ａ）に
示すようにＥＩＡＪ方式ＴＶ音声多重放送の受信信号中
に含まれる副音声信号（ＦＭ信号）が入力する場合を例
にとって図１１〜図１３に示す波形図を参照しながら説
明する。
【０００７】ＦＭ変調された入力信号（ＦＭ信号）(S10
1)は、リミッタアンプ１０１により波形整形され後に二
分岐され、一方の信号(S102)は直接に乗算回路１０３に
入力し、他方の信号は第１の遅延回路１０２により一定
時間だけ遅延される。この遅延信号(S103)は前記乗算回
路１０３に入力し、乗算回路１０３は２つの入力信号を
乗算して乗算出力信号(S104)を出力する。この乗算出力
信号(S104)のデューティは、入力信号の周期が遅延時間
の２倍以上の範囲では、入力周波数に比例して変化す
る。
【０００８】従来の遅延型ＦＭ復調回路では、入力信号
とそれを一定時間だけ遅延させた信号とを乗算する原理
上、乗算出力信号(S104)には、図１４（ｂ）に示すよう
に、入力信号の二倍を基本波とした高調波成分を生じ
る。
【０００９】そこで、乗算出力信号(S104)をＬＰＦ１０
４によって平滑すると、乗算出力信号(S104)のデューテ
ィに比例した信号電圧(S105)が得られる。つまり、ＬＰ
Ｆ１０４によって二倍の高調波を除去することにより、
入力信号周波数に比例したＦＭ復調信号（副音声信号）
が得られる。
【００１０】なお、前記遅延回路の遅延時間は任意であ
るが、入力信号周期が遅延時間の２倍以下の範囲では、
図１５に示すように、ＦＭ復調出力電圧は入力周波数と
は比例しなくなってしまう。従って、歪みなくＦＭ復調
するためには、遅延回路の遅延時間は必ず入力信号が正
方向に最大周波数偏移した時の信号周期の１／２より短
くなるように設計しなければならない。遅延時間が搬送
波周期の１／４の場合には、歪みなくＦＭ復調できる範
囲が最も大きくなるので、通常は、遅延時間を搬送波周
期の１／４になるように設計している。
【００１１】ところで、上記したＥＩＡＪ方式ＴＶ音声
多重放送受信装置における副音声信号や家庭用ＶＴＲ再
生装置における輝度記録信号のように、搬送波の周波数
に対して帯域占有率が広い場合には、復調信号の高域成
分の周波数と高調波の低域成分の周波数とが接近してし
まうので、復調信号の高域成分を減衰させずに高調波を
除去するには阻止特性の急峻なＬＰＦが必要となる。
【００１２】しかし、阻止特性の急峻なＬＰＦは、一般
的に位相特性が大きく変化してしまうので、映像信号を
取り扱うＶＴＲの信号処理回路や、主音声信号と副音声
信号とを演算処理してステレオ音声を復調する音声多重
復調回路には、阻止特性の急峻なＬＰＦは使用できな
い。
【００１３】そこで、実際に使用されるＬＰＦ１０４
は、阻止特性と位相特性のトレードオフにより特性が設
定されるが、ＬＰＦ１０４の阻止特性を十分確保できな
いので、ＬＰＦ出力側に高調波が漏れてしまう。
【００１４】図１６は、従来の遅延型ＦＭ復調回路をＥ
ＩＡＪ方式ＴＶ音声多重の副音声復調に用いた場合の高
調波の漏れの様子を示す波形である。この場合の条件
は、遅延回路の遅延時間は搬送波周期の１／４、入力信
号は１ＫＨｚ、無変調であり、乗算回路出力側にカット
オフ周波数１５．７３４ＫＨｚの１次ＬＰＦとカットオ
フ周波数２．１２ＫＨｚの１次ＬＰＦとを縦続接続し
た。図１６の波形から、高調波の漏れが観測される。
【００１５】図１７および図１８は、従来の遅延型ＦＭ
復調回路をＥＩＡＪ方式ＴＶ音声多重の副音声復調に用
いた場合の復調出力の波形および周波数スペクトラムを
示している。この場合の条件は、遅延回路の遅延時間は
搬送波周期の１／４、入力信号は１ＫＨｚ、変調度は１
００％であり、乗算回路出力側にカットオフ周波数１
５．７３４ＫＨｚの１次ＬＰＦとカットオフ周波数２．
１２ＫＨｚの１次ＬＰＦとを縦続接続した。図１７およ
び図１８から、高調波の漏れが容易に観測される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
遅延型ＦＭ復調回路は、乗算出力信号に含まれる復調信
号の高域成分を減衰させずに高調波を除去するために阻
止特性の急峻なＬＰＦを必要とするが、実際に使用され
るＬＰＦは、阻止特性と位相特性のトレードオフにより
特性が設定され、ＬＰＦの阻止特性を十分確保できない
ので、ＬＰＦ出力側に高調波が漏れてしまうという問題
があった。
【００１７】本発明は上記の問題点を解決すべくなされ
たもので、演算出力信号に含まれる復調信号の高調波の
周波数を高い周波数へ変換させることが可能になり、比
較的緩やかな阻止特性を持つＬＰＦを使用した場合でも
十分な高調波除去を行ない得る遅延型ＦＭ復調回路を提
供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明の遅延型ＦＭ復調
回路は、ＦＭ変調された入力信号が正方向に最大周波数
偏移した時の信号周期の１／２より短い任意の時間だけ
遅延した第１の信号を得る第１の手段と、前記入力信号
が正方向に最大周波数偏移した時の信号周期の１／２よ
り短い時間内で前記第１の信号の遅延時間よりも長い任
意の時間だけ入力信号よりも遅延した第２の信号を得る
第２の手段と、前記入力信号が正方向に最大周波数偏移
した時の信号周期の１／２より短い時間内で前記第２の
信号の遅延時間よりも長い任意の時間だけ入力信号より
も遅延した第３の信号を得る第３の手段と、前記入力信
号と前記第１の信号とを乗算する第１の乗算回路と、前
記第２の信号と前記第３の信号とを乗算する第２の乗算
回路と、前記第１の乗算回路の出力信号と第２の乗算回
路の出力信号とを加算する加算回路とを具備することを
特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実
施の形態に係る遅延型ＦＭ復調回路を示している。図１
の遅延型ＦＭ復調回路において、１１はＦＭ変調された
入力信号(S11) を振幅制限増幅するリミッタアンプ（振
幅制限増幅回路）である。
【００２０】１２は上記リミッタアンプの出力信号(S1
2) を一定時間遅延させ、第１の遅延信号(S13) を得る
第１の遅延回路である。１３は上記第１の遅延回路の出
力信号(S13) を一定時間遅延させ、第２の遅延信号(S1
4) を得る第２の遅延回路である。１４は上記第２の遅
延回路の出力信号(S14) を一定時間遅延させ、第３の遅
延信号(S15) を得る第３の遅延回路である。
【００２１】１５は前記リミッタアンプの出力信号(S1
2) と前記第１の遅延信号(S13) とを乗算する第１の乗
算回路であり、１６は前記第２の遅延信号(S14) と前記
第３の遅延信号(S15) とを乗算する第２の乗算回路であ
り、１７は前記第１の乗算回路１５の出力信号(S16) と
第２の乗算回路１６の出力信号(S17) とを加算する加算
回路である。
【００２２】１８は上記加算回路１７の出力信号(S18)
が入力し、不要な高調波を除去するためのＬＰＦ（低域
通過濾波器）である。即ち、図１の遅延型ＦＭ復調回路
においては、ＦＭ変調された入力信号が正方向に最大周
波数偏移した時の信号周期の１／２より短い時間内で順
次大きくなる時間（後述するように例えば１／８、１／
４、３／８が望ましい）だけ入力信号よりも遅延した第
１〜第３の信号を生成し、入力信号と第１の信号とを第
１の乗算回路１５で乗算し、第２の信号と第３の信号と
を第２の乗算回路１６で乗算し、第１の乗算回路の出力
信号と第２の乗算回路の出力信号とを加算回路１７で加
算している。
【００２３】図２は、図１の遅延型ＦＭ復調回路におけ
る動作を示すために各部の波形例を示している。図３
は、図１の遅延型ＦＭ復調回路において、入力信号の周
波数が図２における入力信号の周波数より低い時の動作
を示すために各部の波形例を示している。
【００２４】図４は、図１の遅延型ＦＭ復調回路におい
て、入力信号の周波数が図２における入力信号の周波数
より高い時の動作を示すために各部の波形例を示してい
る。次に、図１の遅延型ＦＭ復調回路におけるＦＭ復調
の動作原理について、例えば図５（ａ）に示したように
ＥＩＡＪ方式ＴＶ音声多重放送の受信信号に含まれる副
音声信号（ＦＭ信号）が入力する場合を例にとって図２
〜図４に示す波形図を参照しながら説明する。
【００２５】ＦＭ変調されたＦＭ信号入力(S11) は、リ
ミッタアンプ１１により波形整形され後に二分岐され、
一方の信号(S12) は直接に第１の乗算回路１５に入力
し、他方の信号は第１の遅延回路１２に入力する。上記
第１の遅延回路１２は入力信号を一定時間だけ遅延した
第１の遅延信号(S13) を出力する。上記第１の遅延回路
１２の出力信号は二分岐され、一方の信号(S13) は直接
に前記第１の乗算回路１５に入力し、他方の信号は第２
の遅延回路１３に入力する。上記第２の遅延回路１３は
入力信号を一定時間だけ遅延した第２の遅延信号(S14)
を出力する。上記第２の遅延回路１３の出力信号は二分
岐され、一方の信号(S14) は直接に前記第２の乗算回路
１６に入力し、他方の信号は第３の遅延回路１４に入力
する。上記第３の遅延回路１４は入力信号を一定時間だ
け遅延した第３の遅延信号(S15) を出力し、それを前記
第２の乗算回路１６に入力する。
【００２６】前記第１の乗算回路１５は、２つの入力信
号を乗算し、第１の乗算出力信号(S16) を得る。また、
前記第２の乗算回路１６は、２つの入力信号を乗算し、
第２の乗算出力信号(S17) を得る。
【００２７】これにより、第１の乗算出力信号(S16) の
デューティは入力信号の周波数に比例し、第２の乗算出
力信号(S17) のデューティも入力信号の周波数に比例す
る。この場合、第２の乗算出力信号(S17) は、第１の乗
算出力信号(S16) よりも第２の遅延回路１３の遅延時間
だけ遅延している。
【００２８】そして、加算回路１７は、前記第１の乗算
出力信号(S16) と第２乗算出力信号(S17) とを加算し、
加算出力信号(S18) を得る。上記両信号(S16) (S17) は
前述したように入力信号の周波数に比例したデューティ
を持つので、加算出力信号(S18) も入力信号の周波数に
比例したデューティを持つ。
【００２９】また、第１の乗算出力信号(S16) と第２乗
算出力信号(S17) は、入力信号の二倍の高調波を含んで
おり、さらに、第２乗算出力信号(S17) は前述したよう
に第１の乗算出力信号(S16) よりも第２の遅延回路１３
の遅延時間だけ遅延している。このため、第１の乗算出
力信号(S16) と第２乗算出力信号(S17) に含まれる入力
信号の二倍の高調波の一部は、入力信号の四倍の高調波
へと変換される。
【００３０】そこで、加算出力信号(S18) をＬＰＦ１８
によって平滑すると、入力信号の周波数に比例したＦＭ
復調信号（副音声信号）が得られる。上述したように、
加算出力信号(S18) に含まれる入力信号の二倍の高調波
は、四倍の高調波へ変換された分だけ減少しているの
で、ＬＰＦ１８として、従来の遅延型ＦＭ復調回路にお
いて乗算回路出力側に挿入されるＬＰＦと同じ阻止特性
を持つＬＰＦを用いた場合には、従来の遅延型ＦＭ復調
回路におけるよりも高調波の漏れを小さくできる。
【００３１】特に、第１の遅延回路１２、第２の遅延回
路１３および第３の遅延回路１４の遅延時間をそれぞれ
搬送波周期の１／８とすると、入力信号周波数が搬送波
周波数と等しい時に、加算出力信号(S18) に含まれる高
調波は入力信号周波数の四倍の高調波成分のみとなり、
二倍の高調波成分が完全に除去され、検波効率も最大と
なる。
【００３２】図６は、図１に示した遅延型ＦＭ復調回路
をＥＩＡＪ方式ＴＶ音声多重の副音声復調に用いた場合
の高調波の漏れの様子を示す波形である。この場合の条
件は、全ての遅延回路の遅延時間は搬送波周期の１／
８、入力信号は無変調であり、乗算回路出力側にカット
オフ周波数１５．７３４ＫＨｚの１次ＬＰＦとカットオ
フ周波数２．１２ＫＨｚの１次ＬＰＦとを縦続接続し
た。
【００３３】図６の波形から、高調波の漏れは、従来の
遅延型ＦＭ復調回路を用いた場合の図１６に示した高調
波の漏れに比べて約２２ｄＢ減少していることが分る。
図７は、図１に示した遅延型ＦＭ復調回路をＥＩＡＪ方
式ＴＶ音声多重の副音声復調に用いた場合の復調出力の
波形を示している。この場合の条件は、全ての遅延回路
の遅延時間は搬送波周期の１／８、入力信号１ＫＨｚ、
変調度は１００％であり、乗算回路出力側にカットオフ
周波数１５．７３４ＫＨｚの１次ＬＰＦとカットオフ周
波数２．１２ＫＨｚの１次ＬＰＦとを縦続接続した。
【００３４】図７から、従来の遅延型ＦＭ復調回路を用
いた場合の図１７に示した特性よりも復調出力への高調
波の漏れが減少していることが分る。図８は、図７に示
した復調出力の周波数スペクトラムを示している。図８
から、従来の遅延型ＦＭ復調回路を用いた場合の図１８
に示した復調出力の周波数スペクトラムと比べて、１０
０ＫＨｚまでの高調波が全体的に約１５ｄＢ減少してい
ることが分る。特に、搬送波周波数の二倍の周波数に相
当する部分の高調波は、３０ｄＢ以上の減少がみられ
る。入力信号は、ＦＭ変調されており、瞬時的に搬送波
の周波数と等しくない状態となるので、その部分の入力
信号周波数の二倍の成分を完全には除去できない。しか
し、入力信号が搬送波の周波数に近い部分では、大部分
が入力信号周波数の四倍の成分へ変換できるので、全体
として高調波の漏れが減少している。
【００３５】図９は、本発明の第２の実施の形態に係る
遅延型ＦＭ復調回路を示している。図９の遅延型ＦＭ復
調回路は、図１に示した遅延型ＦＭ復調回路と比べて、
第２の遅延手段と、第３の遅延手段とが異なり、その他
は同じであるので図１中と同一符号を付してその説明を
省略する。
【００３６】即ち、前記第２の信号を得る第２の遅延手
段として、前記リミッタアンプ１１の出力信号(S12) が
入力し、一定時間だけ遅延させる第２の遅延回路１３ａ
が用いられている。また、前記第３の信号を得る第３の
遅延手段として、前記リミッタアンプ１１の出力信号(S
12) が入力し、一定時間だけ遅延させる第３の遅延回路
１４ａが用いられている。
【００３７】上記図９の遅延型ＦＭ復調回路の動作は、
前述した図１の遅延型ＦＭ復調回路の動作と比べて、第
２の信号および第３の信号の発生方法が異なるだけであ
り、基本的には同じである。
【００３８】なお、図９の遅延型ＦＭ復調回路におい
て、第１の遅延回路１２の遅延時間を搬送波周期の１／
８、第２の遅延回路１３ａの遅延時間を搬送波周期の１
／４、第３の遅延回路１４ａの遅延時間を搬送波周期の
３／８とすれば、入力信号の周波数が搬送波の周波数と
等しい時に、加算出力信号(S18) に含まれる高調波は入
力信号周波数の四倍の高調波成分のみとなり、二倍の高
調波成分が完全に除去され、検波効率も最大となる。
【００３９】
【発明の効果】上述したように本発明の遅延型ＦＭ復調
回路によれば、演算出力信号に含まれる復調信号の高調
波の周波数を高くシフトさせることが可能になり、比較
的緩やかな阻止特性を持つＬＰＦを使用した場合でも十
分な高調波除去を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態に係る遅延型ＦＭ
復調回路を示すブロック図。
【図２】 図１の遅延型ＦＭ復調回路における動作を示
すために各部の波形例を示す図。
【図３】 図１の遅延型ＦＭ復調回路において入力周波
数が図２に示した周波数より低い時の動作を示すために
各部の波形例を示す図。
【図４】 図１の遅延型ＦＭ復調回路において入力周波
数が図２に示した周波数より高い時の動作を示すために
各部の波形例を示す図。
【図５】 図１の遅延型ＦＭ復調回路にＥＩＡＪ方式Ｔ
Ｖ音声多重放送信号中に含まれる副音声信号が入力する
場合の入力信号と出力信号の周波数帯域の一例を示す
図。
【図６】図１の遅延型ＦＭ復調回路をＥＩＡＪ方式ＴＶ
音声多重の副音声復調に用いた場合の高調波の漏れの様
子を示す波形図。
【図７】 図１の遅延型ＦＭ復調回路をＥＩＡＪ方式Ｔ
Ｖ音声多重の副音声復調に用いた場合の復調出力を示す
波形図。
【図８】 図１の遅延型ＦＭ復調回路をＥＩＡＪ方式Ｔ
Ｖ音声多重の副音声復調に用いた場合の復調出力の周波
数スペクトラムを示す図。
【図９】 本発明の第２の実施の形態に係る遅延型ＦＭ
復調回路を示すブロック図。
【図１０】 従来の遅延型ＦＭ復調回路を示すブロック
図。
【図１１】 従来の遅延型ＦＭ復調回路における動作を
示すために各部の波形例を示す図。
【図１２】 従来の遅延型ＦＭ復調回路において入力周
波数が図１１に示した周波数より低い時の動作を示すた
めに各部の波形例を示す図。
【図１３】 従来の遅延型ＦＭ復調回路において入力周
波数が図１１に示した周波数より高い時の動作を示すた
めに各部の波形例を示す図。
【図１４】 従来の遅延型ＦＭ復調回路にＥＩＡＪ方式
ＴＶ音声多重放送信号中に含まれる副音声信号が入力す
る場合の入力信号と出力信号の周波数帯域の一例を示す
図。
【図１５】 従来の遅延型ＦＭ復調回路における入力信
号周波数とＦＭ復調出力電圧との関係を示す特性図。
【図１６】 従来の遅延型ＦＭ復調回路をＥＩＡＪ方式
ＴＶ音声多重の副音声復調に用いた場合の高調波の漏れ
の様子を示す波形図。
【図１７】 従来の遅延型ＦＭ復調回路をＥＩＡＪ方式
ＴＶ音声多重の副音声復調に用いた場合の復調出力を示
す波形図。
【図１８】 従来の遅延型ＦＭ復調回路をＥＩＡＪ方式
ＴＶ音声多重の副音声復調に用いた場合の復調出力の周
波数スペクトラムを示す図。
【符号の説明】 １１…リミッタアンプ、１２…第１の遅延回路、１３、
１３ａ…第２の遅延回路、１４、１４ａ…第３の遅延回
路、１５…第１の乗算回路、１６…第２の乗算回路、１
７…加算回路、１８…ＬＰＦ。

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＦＭ変調された入力信号が正方向に最大
    周波数偏移した時の信号周期の１／２より短い任意の時
    間だけ入力信号よりも遅延した第１の信号を得る第１の
    手段と、 前記入力信号が正方向に最大周波数偏移した時の信号周
    期の１／２より短い時間内で前記第１の信号の遅延時間
    よりも長い任意の時間だけ入力信号よりも遅延した第２
    の信号を得る第２の手段と、 前記入力信号が正方向に最大周波数偏移した時の信号周
    期の１／２より短い時間内で前記第２の信号の遅延時間
    よりも長い任意の時間だけ入力信号よりも遅延した第３
    の信号を得る第３の手段と、 前記入力信号と前記第１の信号とを乗算する第１の乗算
    回路と、 前記第２の信号と前記第３の信号とを乗算する第２の乗
    算回路と、 前記第１の乗算回路の出力信号と第２の乗算回路の出力
    信号とを加算する加算回路とを具備することを特徴とす
    る遅延型ＦＭ復調回路。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の遅延型ＦＭ復調回路にお
    いて、 前記第１の手段は、前記入力信号が正方向に最大周波数
    偏移した時の信号周期の１／２より短い任意の時間だけ
    入力信号を遅延させる第１の遅延回路であり、前記第２
    の手段は、前記入力信号が正方向に最大周波数偏移した
    時の信号周期の１／２より短い時間内で前記第１の信号
    の遅延時間よりも長い任意の時間だけ入力信号よりも遅
    延した第２の信号を得る第２の遅延回路であり、前記第
    ３の手段は、前記入力信号が正方向に最大周波数偏移し
    た時の信号周期の１／２より短い時間内で前記第２の信
    号の遅延時間よりも長い任意の時間だけ入力信号よりも
    遅延した第３の信号を得る第３の遅延回路であることを
    特徴とする遅延型ＦＭ復調回路。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の遅延型ＦＭ復調回路にお
    いて、 前記第１の手段は、前記入力信号を搬送波周期の１／８
    の時間だけ遅延させる第１の遅延回路であり、前記第２
    の手段は、前記第１の信号を搬送波周期の１／８の時間
    だけ遅延させる第２の遅延回路であり、前記第３の手段
    は、前記第２の信号を搬送波周期の１／８の時間だけ遅
    延させる第３の遅延回路であることを特徴とする遅延型
    ＦＭ復調回路。
  4. 【請求項４】 請求項１記載の遅延型ＦＭ復調回路にお
    いて、 前記第１の手段は、前記入力信号を搬送波周期の１／８
    の時間だけ遅延させる第１の遅延回路であり、前記第２
    の手段は、前記入力信号を搬送波周期の１／４の時間だ
    け遅延させる第２の遅延回路であり、前記第３の手段
    は、前記入力信号を搬送波周期の３／８の時間だけ遅延
    させる第３の遅延回路であることを特徴とする遅延型Ｆ
    Ｍ復調回路。
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